全桥电源隔直电容是怎样抑制偏磁的
在网络上关于桥式电源隔直电容的分析与计算的资料比较少，在此咱们一起来简单分析一下。
首先上一个简单的全桥电源开关部分的简图
当全桥电源没有隔直电容如上图
世界上由于任何事务都不能能绝对的一模一样，跟世界上没有两片相同的树叶一样，都有它细微的差别，Q1Q4与Q2Q3的占空比也是一样也会存在微小的差异。
全桥拓扑Q1Q4和Q2Q3是交替导通的，在此我们假设Q1Q4的占空比略微比Q2Q3的要大。
当Q1Q4导通时变压器原边绕组左正右负，当Q2Q3导通时变压器原边绕组右正左负，但由于每个周期Q1Q4的导通时间比Q2Q3的导通时间要长一点点，磁感应强度B每个周期偏一点点，很多一点点累加最终导致磁芯饱和，很危险。
当全桥电源增加隔直电容C1如下图
当我写这篇文章正值感恩节。从技术角度来说，我感谢的前几代工程师为我们这个行业奠定了基础，为当代的工程师提供了培训，指导或其他方面的机会。这让我想起了一个特别的话题――拆分终端（The Split Termination）。
拆分终端
这个月，我想就Timing Knowledge Base板块的“Terminating Differential Transmission Lines toMinimize CM Noise”一文中首先介绍的一个话题展开一些讨论。那篇文章描述了一个相对简单但非常实用的差分电路终端，这个终端在很多年前由一位经验丰富的EMI工程师向我提出。
我在学校里从来没有碰到过这样的东西，但是我已经无处不在地使用它了。这是就是本月的主题，拆分终端的情况。下面的图表达了这个想法。我们一般从左手的“教科书”终端移到右手更实际的终端。
一.电源布局
1、电源入口处随着电流方向电容摆放顺序：由大到小
2、电源出口处随着电流方向电容摆放顺序：由大到小
3、输出开关脚SW（switch）输出的是高频的PWM波，是非常强的干扰信号，需将此网络的铜皮画得非常小，且在其背面各层（至少一层平面）不允许走信号线，旁边也不能走信号线。
4、4脚为反馈脚（feedback），利用R183和R140分压精准取到L2输出端的电压，并通过反馈控制开关脚SW，所以R183应该在L2输出3.3V经过三个滤波电容以后取电，这样的反馈才精准。
5、最优化的布局结果是：入口电容的GND网络、反馈网络的GND网络、输出滤波电容的GND网络都是连在IC的GND网络上的（同层连，非打孔连接）
6、如果两个开关电源的摆在一块，要注意咨询硬件工程师，sw输出电感是否有垂直放置的需求，以放置互感最小。
具体布局如下：
通常在讨论这两种工作模式的时候，所指的是理想的电压模式和电流模式。然而，在实际的应用中，电压模式的开关电源系统，即系统反馈环中没有引入电流取样信号，但也会采用其它的方式引入一定程度的电流反馈，电压模式向电流模式转变，从而提高系统动态响。
1、电压模式输出电容ESR取样形成平均电流模式
理想的电压模式在一定的反馈网络参数下，很难在整个电压输入范围和输出负载变化范围内都能稳定的工作。输出负载变化可以通过加大输出电容同时使用ESR值大的电容来优化其动特性，尽管这样做导致系统的成本和体积增加，同时增大输出的电压纹波。
通常，从直观上理解，输出电容ESR和输出电容形成一个零点，对于电流模式，这个零点不是必需的，因为电流模式是单阶的系统，而且这个零点导致高频的增益增加，系统容易受到高频噪声的干扰。所以电流模式或者使用ESR极低的陶瓷电容，使ESR零点提升到更高的频率，就不会对反馈系统产生作用，或者再加入一个极点以抵消零点在高频段的作用，加入极点的方法就是在ITH(Vc)管脚并一个对地的电容。
通常在讨论这两种工作模式的时候，所指的是理想的电压模式和电流模式。然而，在实际的应用中，电流模式的开关电源系统，当输出负载变化时，或者在一些工作条件，为了系统的稳定，增加一些补偿的信号，此时，系统会在电流模式中引入部分的电压模式特性，或者完全进入电压模式。
1.1 轻载时电流模式趋向于电压模式
电源系统进入轻载或空载时，变换器通常工作在突发模式和跳脉冲模式。对于跳脉冲模式，变换器进入非连续电流模式，高端的开关管的开通时间为控制器所设定的最小导通时间，同时在有一些开关周期，高端的开关管不导通，也就是屏蔽，或跳去一些开关脉冲，以维持输出电压的调节。
注意到：在轻载或空载时，电流信号很小，系统也很难检测到电流信号，另一方面，由于高端的开关管的开通时间固定为最小导通时间，已不受电流检测信号的调节，电流反馈事实上已经不起作用，也就不参与到反馈环节。系统此时工作于标准的电压模式。
对于突发模式，输出电压完全由滞洄比较器控制，滞洄比较器控制通过检测输出电压的变化，将输出电压设定在允许的上限和下限的范围内，系统此时也是工作于标准的电压模式。
1.2 使用大的电感值趋向于电压模式
本文以Buck变换器为例，来说明电流取样电阻放置的位置和相对应的工作模式。电流的取样电阻有三种不同的放置方式：
（1）放置在输入回路，即与高端主开关管相串联。
（2）放置在输出回路，即与电感相串联。
（3）放置在续流回路，即与续流的二极管或同步开关管相串联。
1 电流取样电阻放置在输入回路
在Buck变换器中，输入回路，即高端的主开关管流过的电流波形为上升阶段的梯形波形。峰值电流模式检测的是上升阶段的电流信号的最大值，因此，如果电流取样电阻放在Buck变换器的输入回路，系统工作于峰值电流模式。也可以用高端的主开关管的导通电阻作电流检测电阻。
Buck变换器的输入电压高于输出电压，电流取样电阻放在Buck变换器的输入回路，那么电流放大器的两个输入管脚的共模电压为高的输入电压。高的共模输入电压的电流放大器的成本高，因此，电流取样电阻放在Buck变换器的输入回路一般应用于低的输入电压，尤其是低输入电压的单芯片的Buck变换器。为了降低成本提高效率，一些Buck变换器了采用集成在芯片内部的高端的功率MOSFET的导通电阻做于电流取样电阻。
电流模式电流的取样方式
对于工作于电流模式的DCDC变换器，通常需要电流检测元件，下面就介绍这些电流检测元件，并阐述它们各自的特点。
1.1高精度的功率电阻
高精度的功率电阻是用于检测电流的最常用的元件，也称电流取样电阻，为了减小功率损耗，电流检测信号的最大幅值较小，对于一些大电流的应用，有的甚至小到25mV、30mV。由于功率地回路中有较大的开关电流，会干扰电流检测信号，从而影响电流检测信号的精度，因此电流检测电阻通常不会放在地端，此外，电流检测电阻放在地端，会使系统的地和电源芯片的地不共地，电源芯片的地会被电流检测电阻抬高，电流检测电阻流过的开关大电流，使电源芯片的地会较大幅度的随系统工作而变化，电源芯片易受到干扰，严重的时候会导致电源芯片无法正常工作。
0 前言
目前在电子系统中使用了许多Buck降压型变换器，这些变换器集成芯片中，有些使用了外部软起动管脚来设定软起动时间，而有些内部集成的数字或模拟的定时器固定了软起动时间以减小外部管脚的分配降低芯片成本。在一些实际的应用中发现，有外部软起动管脚的芯片有时因为内部软起动电容的放电电路不能及时将软起动电容的电荷放掉，导致系统重起时过流保护电路工作并闭锁，系统不能正常工作；那些具有固定的软起动时间的芯片有时却不能满足一些应用的要求。如在一些工业医疗电子系统应用中，有些电压在上电过程中要求有非常长的软起动延时；在汽车电子系统中，输出电压需要一个超极大电容，从而在电源掉电时或电机抛负载时，保证系统所需要的维持时间；无线上网卡中，输出电压更是需要一个超极大电容，保证功放电路正常的发射工作，这些应用由于输出有大电容，若软起动时间不够，就会在系统的起动中产生问题。
1 电流跟踪型和电压跟踪型软起动电路
开关电源原理简图
下图是开关电源的原理简图，以反激为例！
设定一下主要参数如下：
输入电压：Vin=AC176-264V
输出电压：Vout=12V
Vcc电压：Vcc=15V
变压器匝比：N
下面对上述图片中的各个元器件进行应力计算。
1、整流桥BR1
整流桥如上图体内由4个二极管构成：d1，d2，d3，d4
应最恶劣的情况下是在输入电压最高的时候，即，Vin=264Vac
所以C1上两端的电压373V。
1. 去耦电容的选择
实际的电容并不是理想，表现为：
a.电容具有引脚电感，当频率高到一定的值后会使得电容的阻抗增加；
b.电容具有ESR，这也会降低电容的性能；
c.电容有温度特性，随着温度的改变，电容的介质属性会变化并引起容值的变化；
d.电容的容值会由于介质老化而慢慢变化；
e.电容过压会爆炸。
当选择去耦电容时，充分理解上述非理想性是很重要的，串联电感和ESR的影响可以计算得到，关于温度特性、老化特性和电压范围只能由生产厂家提供详细资料。
用等效交流阻抗来评估一个去耦电容的优劣，等效交流阻抗用电阻、电感和电容阻抗的均方根值来近似：ohms