虽然很多转换器具有三态输出/输入，但这些寄存器仍然在芯片上。它们使数据引脚信号能够耦合到敏感区域，因而隔离缓冲区依然是一种良好的设计方式。某些情况下，甚至需要在模拟接地层上紧靠转换器输出提供额外的数据缓冲器，以提供更好的隔离。
将数据缓冲器放置在转换器旁不失为好办法，可将数字输出与数据总线噪声隔离开（如图1所示）。数据缓冲器也有助于将转换器数字输出上的负载降至最低，同时提供数字输出与数据总线间的法拉第屏蔽（如图2所示）。
ADC输出与缓冲寄存器输入间的串联电阻（图1中标示为“R”）有助于将数字瞬态电流降至最低，这些电流可能影响转换器性能。电阻可将数字输出驱动器与缓冲寄存器输入的电容隔离开。此外，由串联电阻和缓冲寄存器输入电容构成的RC网络用作低通滤波器，以减缓快速边沿。
典型CMOS栅极与PCB走线和通孔结合在一起，将产生约10pF的负载。如果无隔离电阻，1V/ns的逻辑输出压摆率将产生10mA的动态电流：
驱动10pF的寄存器输入电容时，500Ω串联电阻可将瞬态输出电流降至最低，并产生约11ns的上升和下降时间：
由于TTL寄存器具有较高输入电容，可明显增加动态开关电流，因此应避免使用。
缓冲寄存器和其他数字电路应接地并去耦至PC板的数字接地层。请注意，模拟与数字接地层间的任何噪声均可降低转换器数字接口上的噪声裕量。由于数字噪声抗扰度在数百或数千毫伏水平，因此一般不太可能有问题。模拟接地层噪声通常不高，但如果数字接地层上的噪声（相对于模拟接地层）超过数百毫伏，则应采取措施减小数字接地层阻抗，以将数字噪声裕量保持在可接受的水平。任何情况下，两个接地层之间的电压不得超过300mV，否则IC可能受损。
最好分别提供针对模拟电路和数字电路的独立电源。模拟电源应当用于为转换器供电。如果转换器具有指定的数字电源引脚（VD），应采用独立模拟电源供电，或者如图3所示进行滤波。所有转换器电源引脚应去耦至模拟接地层，所有逻辑电路电源引脚应去耦至数字接地层，如图3所示。如果数字电源相对安静，则可以使用它为模拟电路供电，但要特别小心。
某些情况下，不可能将VD连接到模拟电源。一些高速IC可能采用+5V电源为其模拟电路供电，而采用+3.3V或更小电源为数字接口供电，以便与外部逻辑接口。这种情况下，IC的+3.3V引脚应直接去耦至模拟接地层。另外建议将铁氧体磁珠与电源走线串联，以便将引脚连接到+3.3V数字逻辑电源。采样时钟产生电路应与模拟电路同样对待，也要接地并深度去耦至模拟接地层。
针对高频工作的接地
一般提倡电源和信号电流最好通过“接地层”返回，而且该层还可为转换器、基准电压源和其它子电路提供参考节点。但是，即便广泛使用接地层也不能保证交流电路具有高质量接地参考。
图4所示的简单电路采用两层印刷电路板制造，其正面有一个交直流电流源，一端连到过孔1，另一端通过一条U形铜导线连到过孔2。两个过孔均穿过电路板并连到接地层。理想情况下，正面连接导线以及过孔1和过孔2之间的接地层所组成的回路中的阻抗为零，电流源上的电压为零。
这个简单原理图很难显示出内在的微妙之处，但了解电流如何在接地层中从过孔1流到过孔2，将有助于我们看清实际问题所在，并找到消除高频布局接地噪声的方法。
图5所示为直流电流的流动方式，选取了接地层中从过孔1至过孔2的电阻最小的路径。虽然会发生一些电流扩散，但基本上不会有电流实质性偏离这条路径。相反，交流电流则会选取阻抗最小的路径，而阻抗取决于电感。
电感与电流回路的面积成正比，二者之间的关系可以用图6所示的右手法则和磁场来说明。回路之内，沿着回路所有部分流动的电流所产生的磁场相互增强。回路之外，不同部分所产生的磁场相互削弱。因此，磁场原则上被限制在回路以内。回路越大则电感越大，这意味着：对于给定电流，它存储的磁能（Li2）越多，则阻抗越大（XL=jωL），因而给定频率下电压更高。
电流将在接地层中选取哪一条路径呢？自然是阻抗最低的路径。对于U形导线和接地层所形成的回路而言，如果忽略电阻，则高频交流电流将沿着阻抗最低，即所围面积最小的路径流动。
在图示的例子中，面积最小的回路显然是由U形导线与其正下方的接地层部分所形成的回路。图5所示为直流电流的路径，图7则表示了大多数交流电流在接地层中选取的路径，它位于U形导线的正下方，这样的回路所围成的面积最小。实际应用中，接地层电阻会导致低中频电流流向直接回流路径与导线正下方之间的某处。不过，即使频率低至1MHz或2MHz，回流路径也依然接近导线的下方。
采样时钟考量
在高性能采样数据系统中，应使用低相位噪声晶体振荡器产生ADC（或DAC）采样时钟，因为采样时钟抖动会调制模拟输入/输出信号，并提高噪声和失真率。采样时钟发生器应与高噪声数字电路隔离开，同时接地并去耦至模拟接地层，与处理运算放大器和ADC一样。
采样时钟抖动对ADC信噪比（SNR）的影响可用以下公式近似计算：
其中，f为模拟输入频率，SNR为假定分辨率无限完美的ADC的信噪比，此时唯一的噪声源来自rms采样时钟抖动tj。通过简单示例可知，如果tj=50ps(rms)，f=100kHz，则SNR=90dB，相当于约15位的动态范围。
应注意，以上示例中的tj实际上是外部时钟抖动和内部ADC时钟抖动（称为孔径抖动）的方和根（rss）值。不过，在大多数高性能ADC中，内部孔径抖动与采样时钟上的抖动相比可以忽略。
由于信噪比降低主要是由于外部时钟抖动决定的，因而必须采取措施，使采样时钟尽量无噪声，让相位抖动尽可能低。这就要求必须使用晶体振荡器。有多家制造商提供小型晶体振荡器，可产生低抖动（小于5ps rms）的CMOS兼容输出。
理想情况下，采样时钟晶体振荡器应参考分离接地系统中的模拟接地层。但是，系统限制可能导致这一点无法实现。许多情况下，采样时钟必须从数字接地层上产生的更高频率或多用途系统时钟来获得，接着必须从数字接地层上的原点传递至模拟接地层上的ADC。两层之间的接地噪声会直接添加到时钟信号，并产生过度抖动。抖动可造成信噪比降低，还会产生干扰谐波。
通过使用小型射频变压器（如图8所示）或高速差分驱动器和接收机，将采样时钟信号作为差分信号传输，可在一定程度上解决这个问题。如果使用后一种方案，应该选择ECL来尽可能减小相位抖动。在单个+5V电源系统中，ECL逻辑可在地面和+5V(PECL)之间连接，输出端交流耦合到ADC采样时钟输入。不管是哪种情况，原始主系统时钟必须从低相位噪声晶体振荡器产生。
本文转载自：亚德诺半导体
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