在上一篇文章“如何实现电机驱动中Σ-Δ ADC的最佳性能？（一）”中，我们介绍了如何利用Σ-Δ ADC测量相电流，了解了Σ-Δ ADC对控制性能的影响。本文，我们将对如何实现电机驱动中Σ-Δ ADC的最佳性能进行详细讲解。
滤波技术
滤波器的衰减是有限的，逆变器IGBT开关产生的开关噪声会通过滤波器。本部分探讨帮助从电流反馈中消除开关噪声的技术。
如果电机由电压源逆变器利用标准空间矢量调制（SVPWM6）驱动，则相电流噪声频谱的特征将是边带以开关频率整数倍为中心分布。例如，若使用10 kHz开关频率，则在n×10 kHz周围会有高噪声电平（n为整数）。典型频谱如图1中的绿色曲线所示。这些边带会在电流反馈中引入噪声，因此需要予以有效衰减。
sinc滤波器的极点和零点位置由抽取率和调制频率决定。这说明，用户可以自由地调谐滤波器频率响应以便最好地支持应用。三阶sinc滤波器的幅度响应如图1中紫色曲线所示。同预期一样，幅度在较高频率时缩小，但幅度也有特征陷波频率；在这些频率，衰减趋近无限大。陷波频率由调制器时钟和抽取率决定：
如果陷波频率与相电流频谱的边带相同，就能非常有效地衰减逆变器开关噪声。举个例子，考虑逆变器开关频率fsw为10 kHz，ADC调制器时钟fM为8 MHz，抽取率DR为800。这样，陷波频率为n ×10 kHz，响应如图1所示。注意每个边带是如何被陷波衰减的。
sinc滤波器的某些硬件实现方案不支持高抽取率，因而无法将极点/零点置于PWM频率。另外，与高抽取率相关的滤波器群延迟可能也是无法接受的。在图1所示例子中，800的抽取率 8 MHz的调制频率产生的延迟为150 μs。
另一种方法是让sinc滤波器以较低抽取率运行，然后在软件中对数据进行后期处理。仍然假设fsw= 10 kHz且fM=8 MHz，一种可能的方法是让硬件sinc滤波器以200的抽取率运行，因此，数据速率为8 MHz/200=40 kHz。这一数据速率对电机控制算法而言太高，可以引入一个软件滤波器，将数据速率降至10 kHz。这种滤波器的一个例子就是抽取率为4（相当于4个样本的移动平均值）的一阶sinc滤波器。其配置如图2所示。
硬件滤波器以高于控制算法需要的速率输出数据，因此，软件滤波器给信号增加的延迟非常小，远小于直接使用硬件滤波器进行抽取以降低至控制算法更新速率这种情况下的延迟。此外，sinc滤波器仍会在相电流频谱的所有边带处设置一个陷波频率。故而，对逆变器产生的开关噪声进行有效衰减的优势仍然存在。
滤波技术可以与分离反馈路径方法一起使用。由于硬件和软件sinc滤波器组合提供非常高的衰减，但会给电流反馈带来一定的延迟，因此滤波技术最适合于I路径。
实现和测试
本文所述的概念已在ADI公司的一个400 V电机控制平台上得到实现和验证，如图3所示。电源板提供110 VAC/230 VAC通用输入电压、boost功率系数校正以及5 AMPS额定连续电流的三相IGBT逆变器。电机为带递增编码器反馈的Kollmorgen AKM22三相PM伺服电机。用于电流反馈的Σ-Δ ADC为AD7403。Σ-Δ ADC与处理器ADSP-CM408直接接口，后者内置sinc滤波器，支持本文所述的技术。
结论
尽管缺少明确定义的采样时刻，但Σ-Δ转换可用来测量电机电流而不会有混叠效应。本文所述技术可将sinc滤波器对PWM信号的脉冲响应正确对齐。以PI控制器为例，本文说明可以调谐两个并联sinc滤波器来满足控制算法的要求，从而改善带宽和稳态性能。
最后，本文讨论了如何精心定位sinc滤波器零点以帮助消除电流反馈中的开关噪声。所有这些概念都在一台驱动永磁电机的400V逆变器上得到了实现和验证。
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本文转载自：亚德诺半导体（作者：Jens Sorensen）
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