我们知道,在电路系统的各个子模块进行数据交换时可能会存在一些问题导致信号无法正常、高质量地“流通”,例如有时电路子模块各自的工作时序有偏差(如CPU与外设)或者各自的信号类型不一致(如传感器检测光信号)等,这时我们应该考虑通过相应的接口方式来很好地处理这个问题。

下面就电路设计中7个常用的接口类型的关键点进行说明一下:

(1)TTL电平接口:

这个接口类型基本是老生常谈的吧,从上大学学习模拟电路、数字电路开始,对于一般的电路设计,TTL电平接口基本就脱不了“干系”!它的速度一般限制在30MHz以内,这是由于BJT的输入端存在几个pF的输入电容的缘故(构成一个LPF),输入信号超过一定频率的话,信号就将“丢失”。它的驱动能力一般最大为几十个毫安。正常工作的信号电压一般较高,要是把它和信号电压较低的ECL电路接近时会产生比较明显的串扰问题。

(2)CMOS电平接口:

我们对它也不陌生,也是经常和它打交道了,一些关于CMOS的半导体特性在这里就不必啰嗦了。许多人都知道的是,正常情况下CMOS的功耗和抗干扰能力远优于TTL。但是!鲜为人知的是,在高转换频率时,CMOS系列实际上却比TTL消耗更多的功率,至于为什么是这样,请去问半导体物理理论吧。

由于CMOS的工作电压目前已经可以很小了,有的FPGA内核工作电压甚至接近1.5V,这样就使得电平之间的噪声容限比TTL小了很多,因此更加加重了由于电压波动而引发的信号判断错误。众所周知,CMOS电路的输入阻抗是很高的,因此,它的耦合电容容量可以很小,而不需要使用大的电解电容器了。

由于CMOS电路通常驱动能力较弱,所以必须先进行TTL转换后再驱动ECL电路。此外,设计CMOS接口电路时,要注意避免容性负载过重,否则的话会使得上升时间变慢,而且驱动器件的功耗也将增加(因为容性负载并不耗费功率)。

(3)ECL电平接口:

这可是计算机系统内部的老朋友啊!因为它的速度“跑”得够快,甚至可以跑到几百MHz!这是由于ECL内部的BJT在导通时并没有处于饱和状态,这样就可以减少BJT的导通和截止时间,工作速度自然也就可以提上去了。

But,这是要付出代价的!它的致命伤:功耗较大!它引发的EMI问题也就值得考虑了,抗干扰能力也就好不到哪去了,要是谁能够折中好这两点因素的话,那么他(她)就该发大财了。还有要注意的是,一般ECL集成电路是需要负电源供电的,也就是说它的输出电压为负值,这时就需要专门的电平移动电路了。

(4)RS-232电平接口:

玩电子技术的基本没有谁不知道它的了(除非他或她只是电子技术专业的“门外汉”)。它是低速串行通信接口标准,要注意的是,它的电平标准有点“反常”:高电平为-12V,而低电平为+12V。So,当我们试图通过计算机与外设进行通信时,一个电平转换芯片MAX232自然是少不了的了。但是我们得清醒地意识到它的一些缺点,例如数据传输速度还是比较慢、传输距离也较短等。

(5)差分平衡电平接口:

它是用一对接线端A和B的相对输出电压(uA-uB)来表示信号的,一般情况下,这个差分信号会在信号传输时经过一个复杂的噪声环境,导致两根线上都产生基本上相同数量的噪声,而在接收端将会把噪声的能量给抵消掉,因此它能够实现较远距离、较高速率的传输。工业上常用的RS-485接口采用的就是差分传输方式,它具有很好的抗共模干扰能力。

(6)光隔离接口:

光电耦合是以光信号为媒介来实现电信号的耦合和传递的,它的“好处”就是能够实现电气隔离,因此它有出色的抗干扰能力。在电路工作频率很高的条件下,基本只有高速的光电隔离接口电路才能满足数据传输的需要。

有时为了实现高电压和大电流的控制,我们必须设计和使用光隔离接口电路来连接如上所述的这些低电平、小电流的TTL或CMOS电路,因为光隔离接口的输入回路和输出回路之间可以承受几千伏特的高压,足以满足一般的应用了。

此外,光隔离接口的输入部分和输出部分必须分别采用独立的电源,否则的话还是有电气联系,也就不叫隔离了。

(7)线圈耦合接口:

它的电气隔离特性好,但是允许的信号带宽有限。例如变压器耦合,它的功率传输效率是非常高的,输出功率基本接近其输入功率,因此,对于一个升压变压器来说,它可以有较高的输出电压,但是却只能给出较低的电流。

此外,变压器的高频和低频特性并不让人乐观,但是它的最大特点就是可以实现阻抗变换,当匹配得当时,负载可以获得足够大的功率,因此,变压器耦合接口在功率放大电路设计中很“吃香”。

本文转载自:电子发烧友网
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:cathy@eetrend.com 进行处理。

围观 27

(1)电源线是EMI 出入电路的重要途径。通过电源线,外界的干扰可以传入内部电路,影响RF电路指标。为了减少电磁辐射和耦合,要求DC-DC模块的一次侧、二次侧、负载侧环路面积最小。电源电路不管形式有多复杂,其大电流环路都要尽可能小。电源线和地线总是要很近放置。
  
(2)如果电路中使用了开关电源,开关电源的外围器件布局要符合各功率回流路径最短的原则。滤波电容要靠近开关电源相关引脚。 使用共模电感,靠近开关电源模块。
  
(3)单板上长距离的电源线不能同时接近或穿过级联放大器(增益大于45dB)的输出和输入端附近。避免电源线成为RF信号传输途径,可能引起自激或降低扇区隔离度。长距离电源线的两端都需要加上高频滤波电容,甚至中间也加高频滤波电容。
  
(4)RF PCB的电源入口处组合并联三个滤波电容,利用这三种电容的各自优点分别滤除电源线上的低、中、高频。例如:10uf,0.1uf,100pf。并且按照从大到小的顺序依次靠近电源的输入管脚。
  
(5)用同一组电源给小信号级联放大器馈电,应当先从末级开始,依次向前级供电,使末级电路产生的EMI 对前级的影响较小。且每一级的电源滤波至少有两个电容:0.1uf,100pf。 当信号频率高于1GHz时,要增加10pf滤波电容。
  
(6)常用到小功率电子滤波器,滤波电容要靠近三极管管脚,高频滤波电容更靠近管脚。三极管选用截止频率较低的。如果电子滤波器中的三极管是高频管,工作在放大区,外围器件布局又不合理,在电源输出端很容易产生高频振荡。线性稳压模块也可能存在同样的问题,原因是芯片内存在反馈回路,且内部三极管工作在放大区。在布局时要求高频滤波电容靠近管脚,减小分布电感,破坏振荡条件。
  
(7)PCB的POWER部分的铜箔尺寸符合其流过的最大电流,并考虑余量(一般参考为1A/mm线宽)。
  
(8)电源线的输入输出不能交叉。
  
(9)注意电源退耦、滤波,防止不同单元通过电源线产生干扰,电源布线时电源线之间应相互隔离。电源线与其它强干扰线(如CLK)用地线隔离。
  
(10)小信号放大器的电源布线需要地铜皮及接地过孔隔离,避免其它EMI干扰窜入,进而恶化本级信号质量。
  
(11)不同电源层在空间上要避免重叠。主要是为了减少不同电源之间的干扰,特别是一些电压相差很大的电源之间,电源平面的重叠问题一定要设法避免,难以避免时可考虑中间隔地层。
  
(12)PCB板层分配便于简化后续的布线处理,对于一个四层PCB板(WLAN中常用的电路板),在大多数应用中用电路板的顶层放置元器件和RF引线,第二层作为系统地,电源部分放置在第三层,任何信号线都可以分布在第四层。
  
第二层采用连续的地平面布局对于建立阻抗受控的RF信号通路非常必要,它还便于获得尽可能短的地环路,为第一层和第三层提供高度的电气隔离,使得两层之间的耦合最小。当然,也可以采用其它板层定义的方式(特别是在电路板具有不同的层数时),但上述结构是经过验证的一个成功范例。

“”

(13)大面积的电源层能够使Vcc布线变得轻松,但是,这种结构常常是引发系统性能恶化的导火索,在一个较大平面上把所有电源引线接在一起将无法避免引脚之间的噪声传输。反之,如果使用星型拓扑则会减轻不同电源引脚之间的耦合。

“”

上图给出了星型连接的Vcc布线方案,该图取自MAX2826 IEEE 802.11a/g收发器的评估板。图中建立了一个主Vcc节点,从该点引出不同分支的电源线,为RF IC的电源引脚供电。每个电源引脚使用独立的引线在引脚之间提供了空间上的隔离,有利于减小它们之间的耦合。另外,每条引线还具有一定的寄生电感,这恰好是我们所希望的,它有助于滤除电源线上的高频噪声。
  
使用星型拓扑Vcc引线时,还有必要采取适当的电源去耦,而去耦电容存在一定的寄生电感。事实上,电容等效为一个串联的RLC电路,电容在低频段起主导作用,但在自激振荡频率(SRF):

“”

之后,电容的阻抗将呈现出电感性。由此可见,电容器只是在频率接近或低于其SRF时才具有去耦作用,在这些频点电容表现为低阻。

“”

给出了不同容值下的典型S11参数,从这些曲线可以清楚地看到SRF,还可以看出电容越大,在较低频率处所提供的去耦性能越好(所呈现的阻抗越低)。
  
在Vcc星型拓扑的主节点处最好放置一个大容量的电容器,如2.2μF。该电容具有较低的SRF,对于消除低频噪声、建立稳定的直流电压很有效。IC的每个电源引脚需要一个低容量的电容器(如10nF),用来滤除可能耦合到电源线上的高频噪声。对于那些为噪声敏感电路供电的电源引脚,可能需要外接两个旁路电容。例如:用一个10pF电容与一个10nF电容并联提供旁路,可以提供更宽频率范围的去耦,尽量消除噪声对电源电压的影响。每个电源引脚都需要认真检验,以确定需要多大的去耦电容以及实际电路在哪些频点容易受到噪声的干扰。
  
良好的电源去耦技术与严谨的PCB布局、Vcc引线(星型拓扑)相结合,能够为任何RF系统设计奠定稳固的基础。尽管实际设计中还会存在降低系统性能指标的其它因素,但是,拥有一个“无噪声”的电源是优化系统性能的基本要素。

本文转载自: 维库电子
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:
cathy@eetrend.com 进行处理。

点击这里,获取更多关于电路的有关信息

围观 35

设计步骤

1、分析设计要求

电压增益可以用于计算电压放大倍数;最大输出电压可以用于设置电源电压。

“”

“”

输出功率可以用于计算发射极电流;在选择晶体管时需要注意频率特性。

2、确定电源电压

在第一个图中我们观察到最大输出电压幅值为5V,三极管输出电压幅度由Vc极电压决定,而Vc端的电压要设置为电源电压的1/2左右。

在这里我们设置为电源电压为15V,为了使信号正负能有对称的变化空间,在没有信号输入的时候,即信号输入为0,假设Uce为电源电压的一半,我们当它为一水平线,作为一个参考点。

“”

当输入信号增大时,则Ib增大,Ic电流增大,则电阻R2的电压U2=Ic×R2会随之增大,Uce=VCC-U2,会变小。U2最大理论上能达到等于VCC,则Uce最小会达到0V,这是说,在输入信增加时,Uce最大变化是从1/2的VCC变化到0V。

同理,当输入信号减小时,则Ib减小,Ic电流减小,则电阻R2的电压U2=Ic×R2会随之减小,Uce=VCC-U2,会变大。在输入信减小时,Uce最大变化是从1/2的VCC变化到VCC。这样,在输入信号一定范围内发生正负变化时,Uce以1/2VCC为准的话就有一个对称的正负变化范围。

3、用三极管需要考虑的问题

● 耐压够不够
● 负载电流够不够大
● 速度够不够快(有时却是要慢速)
● B极控制电流够不够
● 有时可能考虑功率问题
● 有时要考虑漏电流问题(能否“完全”截止)
● 一般都不怎么考虑增益(通常没有对此参数要求很高)

4、确定发射极电流Ie

根据发射极的频率特性与发射极的频率特性关系。小信号共发射极的发射极的电流大小为0.1到数毫安。

5、确定Rc和Re的值

通常Vce设定为VCC的一半,Vce=Ic*(Rc+Re),Rc和Re跟放大倍数有关。

6、确定基极偏置电路R1和R2的值

我们已知Ic值,由Ic=β*Ib(β一般取100 ),然后估算流过R1的电流值,一般取值为Ib的10倍左右。计算R1和R2。R1、R2为三极管V1的直流偏置电阻,什么叫直流偏置?

简单来说,做工要吃饭。要求三极管工作,必先要提供一定的工作条件,电子元件一定是要求有电能供应的了,否则就不叫电路了。在电路的工作要求中,第一条件是要求要稳定,所以,电源一定要是直流电源,所以叫直流偏置。

为什么是通过电阻来供电?电阻就象是供水系统中的水龙头,用调节电流大小的。所以,三极管的三种工作状态“载止、饱和、放大”就由直流偏置决定,也就是由R1、R2来决定了。

7、确定耦合电容C1和C2

C1与输入阻抗,C2与连接在输出端的负载电阻分别形成高通滤波器。要经过计算中心频率劲儿得到C1和C2的值。
  
C1、C2为耦合电容,耦合就是起信号的传递作用,电容器能将信号信号从前级耦合到后级,是因为电容两端的电压不能突变,在输入端输入交流信号后,因两端的电压不能突变因,输出端的电压会跟随输入端输入的交流信号一起变化,从而将信号从输入端耦合到输出端。

但有一点要说明的是,电容两端的电压不能突变,但不是不能变。

本文转载自:电子产品世界
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:
cathy@eetrend.com 进行处理。

点击这里,获取更多关于三极管的有关信息

围观 17

1、整流桥并联

在小功率设计中,一般很少用到整流桥的并联,但在某些大功率输出的情况下,不想增添新的器件单个整流桥电流又不满足输入功率要求,就需要用到整流桥的并联了,整流桥的并联不能采用两个整流桥各自整流后直流并联的方式,也就是不能采用图1的方式,因为整流桥没有配对,单纯靠自身的V-I特性,一般是无法均流的,这样就会造成两个整流桥发热不一致。而采用图2的方式,通常认为在一个封装内的两个二极管是非常匹配的,是可以均分电流的,所以采用图2的方式就可以实现整流桥的并联了。

“”

2、浮地驱动

在驱动电路设计中,经常会提到MOS管需要浮地驱动,那么什么是浮地驱动呢?简单的说就是MOS管的S极与控制IC的地不是直接相连的,也就是说不是共地的。以我们常用的BUCK电路为例,如下图:控制IC的地一般是与输入电源的地共地的,而MOS管的S极与输入电源的地之间还有一个二极管,所以控制IC的驱动信号不能直接接到MOS管的栅极,而需要额外的驱动电路或驱动IC,比如变压器隔离驱动或类似IR2110这样的带自举电路的驱动芯片。

当然还有另外的方式,那就是采用别的方式给控制IC供电,然后将控制IC的地连接到MOS管的S端,这样就不是浮地了,控制IC的输出就可以直接驱动MOS管。

“”

3、滞环比较器

在保护电路中,为了防止保护电路在保护点附近来回震荡,所以一般都增加一定的滞环。

在下图中,1M电阻就起到滞环的作用,如果没有1M电阻,很明显,VF电压达到2.5V运放输出低电平,低于2.5V,运放输出高电平。增加1M电阻后,在运放输出低电平时,6脚电平为0.7+(2.5-0.7)*1000/1010=2.48V。当VF低于6脚电平后,7脚输出高电平(如果运放供电15V,7脚输出可按照14V计算)可以计算此时6脚电平为2.5+(14-2.5)*10/1010=2.61V,如果这是一个输入欠压保护电路,且VF为100:1的取样,则当输入电压高于261V,电路正常工作,当电压低于248V才会欠压保护,这样就增强了保护电路的抗干扰能力。

一般经常用到滞环比较器的地方有:过欠压保护电路、转灯电路等。

“”

4、误差放大器输出钳位电路

设计电源中,无论是恒压源还是恒流源,只要是闭环控制,总少不了误差放大器,在进入闭环之前,误差放大器输出电压为最高值,正常来说,误差放大器供电一般在15V左右,则误差放大器的输出在开环的时候为14V左右,随着输入信号的增加,达到稳压(稳流)点后,误差放大器从最高点开始降低直到闭环需要的值,在误差放大器输出降低过程中,时间越常自然输出超调越大电路越不容易进入稳定。

增加一个二极管+稳压管后,可以在一定程度上改善这个问题,如下图所示,如果稳压管是5V的,那么在开环的时候,误差放大器输出被钳位在6V左右,这样当进入闭环的时候,误差放大器输出就不是从14V开始下降而是从6V左右,降低到闭环需要的电压值自然需要的时间就短,电路就越容易进入稳定。

大家可以去看看IC内部的误差放大器输出,无论IC供电电压多少伏,误差放大器输出电压的最大值应该都不会是IC供电电压,而是6V左右吧,不知道是不是也是基于这个原因。

“”

5、双环控制系统的切换

在设计电路中,带有限流功能的恒压源及带有限压功能的恒流源相信大家都不陌生,很多网友在设计电路的时候,有时候会采用下图所示电路,一个稳压环一个稳流环,逐渐增加负载,稳流环输出低电平进入限流,当负载减小退出限流的时候,稳压环需要一个切换时间,那么就出现了两环路都不工作的一个空白区,在这时间内,电路相当于开环,对电路来说,总归不是好事。 但如果第二个电路,就不存在这样的问题,限流的时候,稳流环拉低稳压环的基准,在这个过程中,两个环路都在工作,即使在限流过程中,突然断开负载,由于稳压环一直在工作,所以在很短时间内电路就会进入稳定。而不会出现上述电路的空白区。

“”

6、漏感的测量

在电源变压器设计过程中,相信大家都很清楚变压器的漏感如何测量,很多网友经常在帖子里提到,我的变压器电感1mH漏感600uH,如果你也测量到这种情况,那么最好再确认一下,因为我们知道漏感储存的能量是无法传递到副边的,如果你的变压器参数如上所说,你想想你的变压器的效率会有多少?还有的网友会纳闷,自己绕的变压器明明漏感测试的不大,为什么在应用中会出现那么大的尖峰?因为在实际工作中,不仅仅变压器的漏感在起作用,你的布线电感也在起作用。

正确的测试漏感的方法应该是其余器件先不焊,将变压器首先焊接在PCB上,然后用粗短线将MOS管,输出整流二极管短接,将输出滤波电容短接,从输入滤波电容测量进去得到的是输入的漏感。将输入滤波电容短接,从输出滤波电容测量进入,得到的是输出端的漏感,这样的测试方法考虑了PCB的分布电感,更接近实际的情况。

7、MOS管的驱动

借用一个图,这个图是过欠压、过流保护的电路,分别通过两个光耦控制驱动信号,正常情况下光耦导通,MOS管导通,出现异常后光耦切断,MOS管断开,这个图至少有两个明显的错误,大家看看在哪里。(R6R7为1k,R25R26为10k)

“”

8、 反馈电路中两个电阻的选择依据

以384X电路为例,常用的光藕隔离反馈电路接法有两种,一种是将2脚接地,光藕4脚接1脚,通过拉低1脚的电平来实现稳压.

有的人觉得这种方式不合理,会采用下图的方式,这种方式也是一样的道理,这里以下图为例说明电阻R5及R6的选择。

电路中,R7、R8接成比例放大,放大倍数为1,也就是R7=R8,电容C2主要起滤波作用,我一般选择的很小100P。如果电流采样信号在0-1V范围内,电路都正常工作,对应COMP端电压,就是就是1V--4.4V(内部二极管压降认为0.7V,1V为PDF提供的最低工作电压)那么折算到R6上电压应该能在0.6V--4V变化。如果光藕传输比为β,则可以得到下面的式子 4≤R6*(V0-2.5-1.1)*β/R5

也就是说,当光藕原边流过最大电流的时候,副边电流在R6上的压降应不小于4V。至于R5的选择,我在另一个帖子提到,一般光偶原边电流控制在5mA即可,这样就可以选择R6的值。

“”

9、 小功率反激类电源的调试

小功率反激类输出电源,对于经常设计的人来说,基本都是空载或轻载直接上电,由于 已经轻车熟路,所以基本不会有什么问题,主要问题在于参数的优化。但对于菜鸟或新手来说,有时候电路原理还不是很明了,想通过动手来加强印象,如果自己做出来的电源直接上电,估计炸机的可能性会超过一半,所以还是循序渐进好一些。首先,单独给控制IC供电,看看IC工作是否正常,主要看频率及MOS管的驱动信号,如果单独供电,IC都工作不正常的话,你如果直接上电后果是什么不用说了吧?IC单独供电正常后,我一般都是找一个带限流功能的直流输出电源给自己设计的电源供电,然后空载上电,看输出电压是否正常,由于直流输出电源带限流功能,所以即使存在问题也是供电电源限流保护,空载输出电压正常再逐渐加载。如果没有带限流功能的直流电源,我的意见也不要贸然直接加交流,可以在交流输入端串联一个白炽灯做限流功能,然后看空载是否正常,如果正常后再将白炽灯去掉加交流,这样会安全一些。

10、交叉调整率是如何产生的

“”

上面这个图,如果没有R及L,就是一个很普通的反激电路输出整流的两个绕组,在这里,R为变压器及布线部分的直流阻抗,L为变压器绕组的漏感,N1N2就是理想的变压器绕组了。对于理想的变压器绕组,绕组电压正比于匝比,也即是如果5匝绕组输出5V,那么10匝绕组输出就是10V。

如果第一个绕组是稳压5V输出的,在空载情况下,绕组基本没有电流,R1、L1上压降可以不考虑,二极管压降为电流是零时候的压降值。这个时候N1绕组电压可以认为是输出电压5V+二极管压降0.4V。那么10匝绕组的电压就是2*(5+0.4)=10.8V,绕组空载的时候,输出电压为10.4V,随着第二个绕组带载电流增大,电阻R2及L2上压降增加,二极管V2压降也增加,那么C2上电压逐渐开始降低,这个电压的变化为N2绕组的负载调整率,而不是交叉调整率。

在辅绕组负载不变的情况下,如果主绕组带载变化,随着电流的增加,R1、L1及V1的压降都会增加,从而引起N1绕组电压的增加(因为要保证C1上电压不变)。假设主绕组带载后N1绕组电压由原来的5.4V变成了6V.那么N2绕组的电压将变成12V,输出电容C2上的电压就会变成11.6V,这个由于主绕组带载而引起的辅绕组电压由10.4V变成了11.6V的情况,就是交叉调整率。

本文转载自:维库电子
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:cathy@eetrend.com 进行处理。

围观 39

首先了解一下直流电机

直流电机(direct current machine)是指能将直流电能转换成机械能(直流电动机)或将机械能转换成直流电能(直流发电机)的旋转电机。它是能实现直流电能和机械能互相转换的电机。当它作电动机运行时是直流电动机,将电能转换为机械能;作发电机运行时是直流发电机,将机械能转换为电能。

直流电机由定子和转子两部分组成,其间有一定的气隙。其构造的主要特点是具有一个带换向器的电枢。直流电机的定子由机座、主磁极、换向磁极、前后端盖和刷架等部件组成。其中主磁极是产生直流电机气隙磁场的主要部件,由永磁体或带有直流励磁绕组的叠片铁心构成。直流电机的转子则由电枢、换向器(又称整流子)和转轴等部件构成。其中电枢由电枢铁心和电枢绕组两部分组成。电枢铁心由硅钢片叠成,在其外圆处均匀分布着齿槽,电枢绕组则嵌置于这些槽中。换向器是一种机械整流部件。由换向片叠成圆筒形后,以金属夹件或塑料成型为一个整体。各换向片间互相绝缘。换向器质量对运行可靠性有很大影响。

“”

直流电机的基本构成与直流电机驱动电路的设计图解

直流电机的基本构成

直流电机由定子和转子两部分组成,其间有一定的气隙。

直流电机的定子由机座、主磁极、换向磁极、前后端盖和刷架等部件组成。其中主磁极是产生直流电机气隙磁场的主要部件,由永磁体或带有直流励磁绕组的叠片铁心构成。

直流电机的转子则由电枢、换向器(又称整流子)和转轴等部件构成。其中电枢由电枢铁心和电枢绕组两部分组成。电枢铁心由硅钢片叠成,在其外圆处均匀分布着齿槽,电枢绕组则嵌置于这些槽中。

换向器是一种机械整流部件。由换向片叠成圆筒形后,以金属夹件或塑料成型为一个整体。各换向片间互相绝缘。换向器质量对运行可靠性有很大影响。

“”

直流电机的基本构成与直流电机驱动电路的设计图解

直流电机的组成结构

直流电机的结构应由定子和转子两大部分组成。直流电机运行时静止不动的部分称为定子,定子的主要作用是产生磁场,由机座、主磁极、换向极、端盖、轴承和电刷装置等组成。运行时转动的部分称为转子,其主要作用是产生电磁转矩和感应电动势,是直流电机进行能量转换的枢纽,所以通常又称为电枢,由转轴、电枢铁心、电枢绕组、换向器和风扇等组成。

定子

(1)主磁极

主磁极的作用是产生气隙磁场。主磁极由主磁极铁心和励磁绕组两部分组成铁心一般用0.5mm~1.5mm厚的硅钢板冲片叠压铆紧而成,分为极身和极靴两部分,上面套励磁绕组的部分称为极身,下面扩宽的部分称为极靴,极靴宽于极身,既可以调整气隙中磁场的分布,又便于固定励磁绕组。励磁绕组用绝缘铜线绕制而成,套在主磁极铁心上。整个主磁极用螺钉固定在机座上,

(2)换向极

换向极的作用是改善换向,减小电机运行时电刷与换向器之间可能产生的换向火花,一般装在两个相邻主磁极之间,由换向极铁心和换向极绕组组成。换向极绕组用绝缘导线绕制而成,套在换向极铁心上,换向极的数目与主磁极相等。

(3)机座

电机定子的外壳称为机座。机座的作用有两个:

一是用来固定主磁极、换向极和端盖,并起整个电机的支撑和固定作用;

二是机座本身也是磁路的一部分,借以构成磁极之间磁的通路,磁通通过的部分称为磁轭。为保证机座具有足够的机械强度和良好的导磁性能,一般为铸钢件或由钢板焊接而成。

(4)电刷装置

电刷装置是用来引入或引出直流电压和直流电流的。电刷装置由电刷、刷握、刷杆和刷杆座等组成。电刷放在刷握内,用弹簧压紧,使电刷与换向器之间有良好的滑动接触,刷握固定在刷杆上,刷杆装在圆环形的刷杆座上,相互之间必须绝缘。刷杆座装在端盖或轴承内盖上,圆周位置可以调整,调好以后加以固定。

转子

(1)电枢铁心

电枢铁心是主磁路的主要部分,同时用以嵌放电枢绕组。一般电枢铁心采用由0.5mm厚的硅钢片冲制而成的冲片叠压而成,以降低电机运行时电枢铁心中产生的涡流损耗和磁滞损耗。叠成的铁心固定在转轴或转子支架上。铁心的外圆开有电枢槽,槽内嵌放电枢绕组。

(2)电枢绕组

电枢绕组的作用是产生电磁转矩和感应电动势,是直流电机进行能量变换的关键部件,所以叫电枢。它是由许多线圈(以下称元件)按一定规律连接而成,线圈采用高强度漆包线或玻璃丝包扁铜线绕成,不同线圈的线圈边分上下两层嵌放在电枢槽中,线圈与铁心之间以及上、下两层线圈边之间都必须妥善绝缘。为防止离心力将线圈边甩出槽外,槽口用槽楔固定。线圈伸出槽外的端接部分用热固性无纬玻璃带进行绑扎。

(3)换向器

在直流电动机中,换向器配以电刷,能将外加直流电源转换为电枢线圈中的交变电流,使电磁转矩的方向恒定不变;在直流发电机中,换向器配以电刷,能将电枢线圈中感应产生的交变电动势转换为正、负电刷上引出的直流电动势。换向器是由许多换向片组成的圆柱体,换向片之间用云母片绝缘。

(4)转轴

转轴起转子旋转的支撑作用,需有一定的机械强度和刚度,一般用圆钢加工而成。

“”

一、 直流电机驱动电路的设计目标

在直流电机驱动电路的设计中,主要考虑一下几点:

1. 功能:电机是单向还是双向转动?需不需要调速?对于单向的电机驱动,只要用一个大功率三极管或场效应管或继电器直接带动电机即可,当电机需要双向转动时,可以使用由4个功率元件组成的H桥电路或者使用一个双刀双掷的继电器。如果不需要调速,只要使用继电器即可;但如果需要调速,可以使用三极管,场效应管等开关元件实现PWM(脉冲宽度调制)调速。

2. 性能:对于PWM调速的电机驱动电路,主要有以下性能指标。

1)输出电流和电压范围,它决定着电路能驱动多大功率的电机。

2)效率,高的效率不仅意味着节省电源,也会减少驱动电路的发热。要提高电路的效率,可以从保证功率器件的开关工作状态和防止共态导通(H桥或推挽电路可能出现的一个问题,即两个功率器件同时导通使电源短路)入手。

3)对控制输入端的影响。功率电路对其输入端应有良好的信号隔离,防止有高电压大电流进入主控电路,这可以用高的输入阻抗或者光电耦合器实现隔离。

4)对电源的影响。共态导通可以引起电源电压的瞬间下降造成高频电源污染;大的电流可能导致地线电位浮动。

5)可靠性。电机驱动电路应该尽可能做到,无论加上何种控制信号,何种无源负载,电路都是安全的。

二、三极管-电阻作栅极驱动

“”

1.输入与电平转换部分:

输入信号线由DATA引入,1脚是地线,其余是信号线。注意1脚对地连接了一个2K欧的电阻。当驱动板与单片机分别供电时,这个电阻可以提供信号电流回流的通路。当驱动板与单片机共用一组电源时,这个电阻可以防止大电流沿着连线流入单片机主板的地线造成干扰。或者说,相当于把驱动板的地线与单片机的地线隔开,实现“一点接地”。

高速运放KF347(也可以用TL084)的作用是比较器,把输入逻辑信号同来自指示灯和一个二极管的2.7V基准电压比较,转换成接近功率电源电压幅度的方波信号。KF347的输入电压范围不能接近负电源电压,否则会出错。因此在运放输入端增加了防止电压范围溢出的二极管。输入端的两个电阻一个用来限流,一个用来在输入悬空时把输入端拉到低电平。

不能用LM339或其他任何开路输出的比较器代替运放,因为开路输出的高电平状态输出阻抗在1千欧以上,压降较大,后面一级的三极管将无法截止。

2.栅极驱动部分:

后面三极管和电阻,稳压管组成的电路进一步放大信号,驱动场效应管的栅极并利用场效应管本身的栅极电容(大约1000pF)进行延时,防止H桥上下两臂的场效应管同时导通(“共态导通”)造成电源短路。

当运放输出端为低电平(约为1V至2V,不能完全达到零)时,下面的三极管截止,场效应管导通。上面的三极管导通,场效应管截止,输出为高电平。当运放输出端为高电平(约为VCC-(1V至2V),不能完全达到VCC)时,下面的三极管导通,场效应管截止。上面的三极管截止,场效应管导通,输出为低电平。

上面的分析是静态的,下面讨论开关转换的动态过程:三极管导通电阻远小于2千欧,因此三极管由截止转换到导通时场效应管栅极电容上的电荷可以迅速释放,场效应管迅速截止。但是三极管由导通转换到截止时场效应管栅极通过2千欧电阻充电却需要一定的时间。相应的,场效应管由导通转换到截止的速度要比由截止转换到导通的速度快。假如两个三极管的开关动作是同时发生的,这个电路可以让上下两臂的场效应管先断后通,消除共态导通现象。

实际上,运放输出电压变化需要一定的时间,这段时间内运放输出电压处于正负电源电压之间的中间值。这时两个三极管同时导通,场效应管就同时截止了。所以实际的电路比这种理想情况还要安全一些。

场效应管栅极的12V稳压二极管用于防止场效应管栅极过压击穿。一般的场效应管栅极的耐压是18V或20V,直接加上24V电压将会击穿,因此这个稳压二极管不能用普通的二极管代替,但是可以用2千欧的电阻代替,同样能得到12V的分压。

3.场效应管输出部分:

大功率场效应管内部在源极和漏极之间反向并联有二极管,接成H桥使用时,相当于输出端已经并联了消除电压尖峰用的四个二极管,因此这里就没有外接二极管。输出端并联一个小电容(out1和out2之间)对降低电机产生的尖峰电压有一定的好处,但是在使用PWM时有产生尖峰电流的副作用,因此容量不宜过大。在使用小功率电机时这个电容可以略去。如果加这个电容的话,一定要用高耐压的,普通的瓷片电容可能会出现击穿短路的故障。

输出端并联的由电阻和发光二极管,电容组成的电路指示电机的转动方向.

4.性能指标:

电源电压15~30 V,最大持续输出电流5A/每个电机,短时间(10秒)可以达到10A,PWM频率最高可以用到30KHz(一般用1到10KHz)。电路板包含4个逻辑上独立的,输出端两两接成H桥的功率放大单元,可以直接用单片机控制。实现电机的双向转动和调速。

5.布线:

大电流线路要尽量的短粗,并且尽量避免经过过孔,一定要经过过孔的话要把过孔做大一些(>1mm)并且在焊盘上做一圈小的过孔,在焊接时用焊锡填满,否则可能会烧断。另外,如果使用了稳压管,场效应管源极对电源和地的导线要尽可能的短粗,否则在大电流时,这段导线上的压降可能会经过正偏的稳压管和导通的三极管将其烧毁。在一开始的设计中,NMOS管的源极于地之间曾经接入一个0.15欧的电阻用来检测电流,这个电阻就成了不断烧毁板子的罪魁祸首。当然如果把稳压管换成电阻就不存在这个问题了。

三、 低压驱动电路的简易栅极驱动

一般功率场效应管的最高栅源电压为20V左右,所以在24V应用中要保证栅源电压不能超过20V,增加了电路的复杂程度。但在12V或更低电压的应用中,电路就可以大大简化。

“”

上图就是一个12V驱动桥的一边,上面电路的三极管部分被两个二极管和两个电阻代替。(注意,跟上图逻辑是反的)由于场效应管栅极电容的存在,通过R3,R4向栅极电容充电使场效应管延缓导通;而通过二极管直接将栅极电容放电使场效应管立即截止,从而避免了共态导通。

这个电路要求在IN端输入的是边缘陡峭的方波脉冲,因此控制信号从单片机或者其他开路输出的设备接入后,要经过施密特触发器(比如555)或者推挽输出的高速比较器才能接到IN端。如果输入边缘过缓,二极管延时电路也就失去了作用。

R3,R4的选取与IN信号边沿升降速度有关,信号边缘越陡峭,R3,R4可以选的越小,开关速度也就可以做的越快。Robocon比赛使用的升压电路(原理相似)中,IN前用的是555。

四、边沿延时驱动电路

在前级逻辑电路里,有意地对控制PMOS的下降沿和控制NMOS的上升沿进行延时,再整形成方波,也可以避免场效应管的共态导通。另外,这样做可以使后级的栅极驱动电路简化,可以是低阻推挽驱动栅极,不必考虑栅极电容,可以较好的适应不同的场效应管。下图是两种边沿的延时电路:

“”

“”

下图是对应的NMOS,PMOS栅极驱动电路:

“”

“”

这个栅极驱动电路由两级三极管组成:前级提供驱动场效应管栅极所需的正确电压,后级是一级射极跟随器,降低输出阻抗,消除栅极电容的影响。为了保证不共态导通,输入的边沿要比较陡,上述先延时再整形的电路就可以做到。

五、 其它几种驱动电路

1. 继电器+半导体功率器件的想法

继电器有着电流大,工作稳定的优点,可以大大简化驱动电路的设计。在需要实现调速的电机驱动电路中,也可以充分利用继电器。有一个方案就是利用继电器来控制电流方向来改变电机转向,而用单个的特大电流场效应管(比如IRF3205,一般只有N型特大电流的管子)来实现PWM调速,如下右图所示。这样是实现特别大电流驱动的一个方法。换向的继电器要使用双刀双掷型的,接线如下左图,线圈接线如下中图:

“”

“”

“”

2.几种驱动芯片

1) L298

2) A3952

3) A3940

4) L6203

六、PWM调速的实现

1.使用定时器的算法

//butcher补充一下吧

//算法原理

//编程实现要点

//优缺点

2.使用循环移位的算法

产生PWM信号可以由定时器来完成,但是由于51内部只提供了两个定时器,因此如果要向三个或更多的直流电机输出不同占空比的信号要反复设置定时器,实现较为复杂,我们采用一种比较简单的方法不仅可以实现对更多的直流电机提供不同的占空比输入信号,而且只占用一个定时器资源。这种方法可以简单表述如下:

在内存的某段空间内存放各个直流电机所需的输入信号占空比信息,如果占空比为1则保存0FFH(11111111B);占空比为0.5则保存0F0H(11110000B)或任何2进制数中包括4个0和4个1。即占空比=1的个数/8

具体选取什么样的二进制数要看输出频率的要求。若要对此直流电机输出PWM信号,只要每个时间片移位一次取出其中固定的一位(可以用位寻址或进位标志C实现)送到电机端口上即可。另外,移位算法是一种对以前结果依赖的算法,所以最好定期检查或重置被移位的数,防止移错导致一直错下去。

这种算法的优点是独立进程,可以实现对多个电机的控制,缺点是占用资源较大,PWM频率较低。

3.模拟电路PWM的实现

“”

上图为一个使用游戏手柄或者航模摇杆上的线性电位器(或线性霍尔元件)控制两个底盘驱动电机的PWM生成电路。J1是手柄的插座,123和456分别是x,y两个方向的电位器。U1B提供半电源电压,U1A是电压跟随。x,y分量经过合成成为控制左右轮两个电机转速的电压信号。在使用中,让L=(x+1)y/(x+1.4),R=(x-1)y/(x-0.6),经过试验有不错的效果(数字只是单位,不是电压值)。经过U1C和U1D组成的施密特振荡器把电压转换为相应的PWM信号,用来控制功率驱动电路。以U1D为例,R1,R2组成有回差的施密特电路,上下门限受输入电压影响,C1和R3组成延时回路,如此形成振荡的脉宽受输入电压控制。Q1,Q2是三极管,组成反相器,提供差分的控制信号。具体振荡过程参见数字电路教材上对555振荡器的分析。

七、步进电机驱动

1.小功率4相步进电机的驱动

下面是一种驱动电路框图:

“”

达林顿管阵列ULN2803分别从锁存器取出第0,2,4,6位和1,3,5,7位去驱动两个步进电机.四相步进电机的通电顺序可以有几种:A,B,C,D(4相4拍);AB,BC,CD,DA(4相双4拍);A,AB,B,BC,C,CD,D,DA(4相8拍).为了兼顾稳定性,转矩和功耗,一般采用4相8拍方式.所有这些方式都可以通过循环移位实现(也要有定期监控),为了使4相8拍容易实现,锁存器与驱动部分采用了交叉连接.

步进电机工作在四相八拍模式(即正转的输入信号为1000→1100→0100→0110→0010→0011→0001→1001→1000),对应每个步进电机要有四个信号输入端,理论上向端口输出信号可以控制两个步进电机的工作。寄存器循环移位奇偶位分别作两个步进电机的驱动端的做法,其思想如下:

LOOP: MOV A,#1110000B ;在A寄存器中置入11100000

RR A ;右移位

AJMP LOOP ;循环右移位

这样在寄存器A中存储的值会有如下循环11100000→01110000→00111000→00011100→00001110→00000111→10000011→11000001→11100000,其奇数位有如下循环1000→1100→0100→0110→0010→0011→0001→1001→1000,其偶数位有如下循环1100→0100→0110→0010→0011→0001→1001→1000→1100.将A输出到P0端口,则奇数位和偶数位正是我们所需要的步进电机输入信号。

而事实上每个电机的动作是不同的,为此我们在RAM中为每个电机开辟一个byte的状态字节用以循环移位.在每一个电机周期里,根据需要对每个电机的byte进行移位,并用ANL指令将两个电机的状态合成到一个字节里输出此时的A同时可以控制两个电机了

步进电机的速度由驱动脉冲的频率决定,移位的周期不同,电机的速度也就不同了.前面提到的电机周期,应该取各种可能的周期的最大公约数.换句话说,一旦电机周期取定,每个电机移位的周期应该是它的倍数.在程序中,对每个电机的相应时刻设定相应的分频比值,同时用一个变量进行加一计数:每到一个电机周期若计数变量<分频比值,则计数变量加1;若相等,则移位,计数变量清零.这样就实现了分频调速,可以让多个电机同时以不同的速度运转.

另外,也可以采用传统的查表方式进行驱动,程序稍长,但也比较稳定,这种方法非常适合三相步进电机。

2.步进电机的智能驱动方案

步进电机有可以精确控制的优点,但是功耗大,效率低,力矩小。如果选用大功率步进电机,为了降低功耗,可以采取PWM恒流控制的方法。基本思路是,用带反馈的高频PWM根据输出功率的要求对每相恒流驱动,总体电流顺序又符合转动顺序。需要力矩小的时候应及时减小电流,以降低功耗。该方案实现的电路,可以采用独立的单片机或CPLD加场效应管驱动电路以及电流采样反馈电路。

本文转载自:张飞实战电子
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:
cathy@eetrend.com 进行处理。

围观 34

正确理解AC耦合电容

在高频电路设计中,经常会用到AC耦合电容,要么在芯片之间加两颗直连,要么在芯片与连接器之间加两颗。看似简单,但一切都因为信号的高速而不同。信号的高速传输使这颗电容变得不“理想”,这颗电容没有设计好,就可能会导致整个项目的失败。因此,对高速电路而言,这颗AC耦合电容没有优化好将是“致命”的。

下面笔者依据之前的项目经验,盘点分析一下我在这颗电容的使用上遇到的一些问题。

最开始要先明白AC耦合电容的作用。一般来讲,我们用AC耦合电容来提供直流偏压,就是滤出信号的直流分量,使信号关于0轴对称。既然是这个作用,那么这颗电容是不是可以放在通道的任何位置呢?这就是笔者最初做高频电路时,在这颗电容使用上遇到的第一个问题——AC耦合电容到底该放在哪。

这里拿一个项目中常遇到的典型通路来分析。

“图1:AC耦合电容典型通路”
图1:AC耦合电容典型通路

在低速电路设计中,这颗电容可以等效成理想电容。而在高频电路中,由于寄生电感的存在以及板材造成的阻抗不连续性,实际上这颗电容不能看作是理想电容。这里信号频率2.5G,通道长度4000mil,AC耦合电容的位置分别在距离发送端和接收端200mil的位置。我们看一下仿真出的眼图的变化。

“图2:AC耦合电容靠近发送端的眼图”
图2:AC耦合电容靠近发送端的眼图

“图3:AC耦合电容靠近接收端的眼图”
图3:AC耦合电容靠近接收端的眼图

显然,这颗AC耦合电容靠近接收端的时候信号的完整性要好于放在发送端。我的理解是这样的,非理想电容器阻抗不连续,信号经过通道衰减后反射的能量会小于直接反射的能量,所以绝大多数串行链路要求这颗AC耦合电容放在接收端。但也有例外,笔者之前做板对板连接时遇到过这个问题,查PCIE规范发现如果是两个板通常放置在发送端上,此时还利用到了AC耦合电容的另外一个作用——过压保护。比如说SATA,所以通常要求靠近连接器放置。

解决了放置的问题,另一个困扰大家的就是容值的选取了。这样说,我们的整个串行链路等效出的电阻R是固定的,那么AC耦合电容C的选取将会关系到时间常数(RC),RC越大,过的直流分量越大,直流压降越低。既然这样,AC耦合电容可以无限增大吗?显然是不行的。

“图4:AC耦合电容增大后测量到的眼图”
图4:AC耦合电容增大后测量到的眼图

同样的位置,与图3相比可以看出增大耦合电容后,眼高变低。原因是“高速”使电容变的不理想。感应电感会产生串联谐振,容值越大,谐振频率越低,AC耦合电容在低频情况下呈感性,因此高频分量衰减增大,眼高变小,上升沿变缓,相应的JITTER也会增大。

通常建议AC耦合电容在0.01uf~0.2uf之间,项目中0.1uf比较常见。推荐使用0402的封装。

最后,解决了以上两个问题,再从PCB设计上分析一下这颗电容的优化设计。实际在项目中,与AC耦合电容的位置、容值大小这些可见因素相比,更加难以捉摸的是板材本身(包括焊盘的精度、铜箔的均匀度等)以及焊盘处的寄生电容对信号完整性的影响。我们知道,高频信号必须沿着有均匀特征阻抗的路径传播,如果遇到阻抗失配或者不连续的情况时,部分信号会被反射回发射端,造成信号的衰减,影响信号的完整性。项目中,这种情况通常会出现在焊盘或者是板载连接器处。笔者最初涉及的高速电路设计时,经常遇到这个问题。

解决这个问题要从两个方面入手。首先在板材的选取上,我们在应用中通常选用高性能的ROGERS板材,罗杰斯的板材在铜箔厚度的控制上非常精确,均匀的铜箔覆盖大大降低了阻抗的不连续性;然后在消除焊盘处的寄生电容上,业内常见的办法是在焊盘处做隔层处理(挖空位于焊盘正下方的参考平面区域,在内层创建铜填充),通过增大焊盘与其参考平面(或者是返回路径)之间的距离,减小电容的不连续性。在笔者的项目中多采用介质均匀、铜箔宽度控制精确的ROGERS板材也有效提高了焊盘的加工精度。

通过仿真对比一下ROGERS板材做精确隔层处理前后的信号完整性。

“图5:做隔层处理前的TDR”
图5:做隔层处理前的TDR

“图6:做隔层处理后的TDR”
图6:做隔层处理后的TDR

图5图6对比,发现未处理之前阻抗的跳跃很明显,隔层处理后的阻抗改善很多,几乎没有任何阶跃与不连续。

“图7:做隔层处理前的回波损耗”
图7:做隔层处理前的回波损耗

“图8:做隔层处理后的回波损耗”
图8:做隔层处理后的回波损耗

图7图8对比,在用ROGERS板材做隔层处理之后,相比未做隔层处理回波损耗下降到-30dB之内,大大降低了回波损耗,保证了信号传输的完整。

综上,想要搞定高频电路中这颗“致命”的AC耦合电容,不仅要做足电路设计上的功课,同时,选择性能更好的高频PCB板材料会让你事半功倍。

匹配电路的电感选择

对高频电路而言,电路之间的电感匹配很重要。电感匹配是指在信号的传输线路上,让发送端电路的输出阻抗与接收端电路的输入阻抗一致,匹配后,可以最大限度地把发送端的电力传送到接收端。

匹配电路使用电容器和电感器,但是实际的电容器和电感器与理想的元件不同,有损耗。表示该损耗的有Q值。Q值越大,表示电容器和电感器的损耗就越小。

电感的Q值与高频电路的损耗

匹配电路中使用的电感器的Q值的大小,对高频电路的损耗也会产生影响。

为了确认此事,我们采用了村田的SAW滤波器 (通频带800MHz频段) 和RF电感,在匹配电路中换装Q值不同的RF电感,测量和比较了SAW滤波器的插入损耗。

图9表示电路图。此次的电路,虽说是匹配电路,但是只有一个RF电感器。

“图9:
图9: SAW滤波器与匹配电路

图10表示此次进行了换装的RF电感的Q值的频率特性,表1表示结构、尺寸、Q值 (800MHz时的Typ.值)

“图10:
图10: RF电感的Q值比较 (均为7.5nH)

表1 RF电感的比较

“”

※图10的图表是采用村田提供的设计辅助工具SimSurfing表示的。

换装匹配电路的RF电感时的SAW滤波器的整体特性见图11,通频带特性见图12。

“图11:
图11: SAW滤波器的整体特性

“图12:
图12: SAW滤波器的通频带特性

从图12的通频带特性来看,可以确认SAW滤波器的插入损耗因所使用的RF电感而异。高频电路的这种水平的损耗越来越重要。

从此次的实验结果可知,RF电感的Q值越大 (损耗越小) ,SAW滤波器的插入损耗就越小。也就是说,电感器损耗的大小就是包括匹配电路在内的SAW滤波器损耗的大小。

请注意,使用的高频元件 (此次为SAW滤波器) 、匹配电路、频段等不同,损耗也将各异。

电感的偏差与对匹配电路的影响

另外,实际的电感器的阻抗值为1.0nH、1.1nH、1.2nH之类的不连续值。进行匹配时,有时必须采用细致的常数步骤进行微调。同时,阻抗值的偏差 (标准离差) 会变成匹配的标准离差,为了满足必要特性,有时需要偏差小的电感器。村田的电感器当中,薄膜型LQP系列最符合细致的常数步骤和偏差小的要求。

根据以上情况,有必要对SAW滤波器的整合回路RF电感的Q特性、偏差值、尺寸、成本等方面,进行比较讨论之后做出选择。在贴装空间有剩余的情况下,Q值偏高的卷线电感LQW15/LQW04为最佳选择。此外,贴装空间有所限制的情况下,小尺寸0603、拥有较高Q值的LQP03HQ/LQP03TN_02为最佳选择。

本文转载自:21ic电子网
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:cathy@eetrend.com 进行处理。

围观 16

引言

开关电流技术是近年来提出的一种新的模拟信号采样、保持、处理技术。与已成熟的开关电容技术相比,开关电流技术不需要线性电容和高性能运算放大器,整个电路均由MOS管构成,因此可与标准数字CMOS工艺兼容,可与数字电路使用相同工艺,并集成在同一块芯片上,所以也有人称之为数字工艺的模拟技术。但是开关电流电路中存在一些非理想因素,如时钟馈通误差和传输误差,它直接影响到电路的性能。

本文详细分析了第二代开关电流存储单元存在的问题,提出了改进方法,并设计了延迟线电路。此电路可以精确地对信号进行采样并延迟任意时钟周期。解决了第二代开关电流存储单元产生的误差,利用此电路可以方便地构造各种离散时间系统函数。

1、第二代开关电流存储单元分析

第二代开关电流存储单元,在φ1(n-1)相,S1,S2闭合,S3断开,晶体管M连成二极管形式,输入电流ii与偏置电流I之和给栅源极间电容C充电。随着充电的进行,栅极电压vgs达到使M能维持整个输入电流的电平,栅极充电电流减至零,达到稳态,此时M的漏极电流为:

“”

在φ2(n)相,S1,S2断开,S3闭合,此时输出端电流为:

“”

Z域传输函数为:

“”

综上可看出,晶体管M既作为输入存储管又作为输出管,输出电流i0仅在φ2相期间获得。

2、延迟线

从结果来看,由于时钟馈通误差和传输误差的存在,第二代开关电流存储单元(以下简称基本存储单元)输出波形严重失真,尤其是级联后的电路失真更加严重,无法应用到实际中,所以,设计延迟线电路。

电路原理如下:电路是一个由N+1个并联存储单元组成的阵列,且由时钟序列控制。在时钟的φ0。相,存储单元M0接收输入信号,而单元M1提供其输出。类似的,在φ1相,单元M1接收输入信号,单元M2提供其输出。这个过程一直持续到单元MN接收其输入信号,单元M0提供其输出信号为止,然后重复循环。显然,每个单元都是在其下一个输入之前一个周期,即在其前一个输出相N个周期(NT)之后,提供输出信号。如取N=1,则延迟线是一个反相单位延迟单元,或连续输入信号时,它是一个采样保持电路,此时,延迟线电路和基本存储单元相同。请注意,对于循环的N-1个时钟相,每个存储单元既不接收信号也不提供信号。在这些时刻,存储晶体管上的漏电压值变化到迫使每个偏置电流和保持在其有关存储晶体管中的电流之间匹配。给出Z域传输函数为:

“”

用基本存储单元级联延迟N个周期,则需要2N个基本存储单元级联,并且电路的时钟馈通误差和传输误差会随着N的增加越来越严重,到最后原信号将淹没在误差信号中。延迟线电路若要实现信号延迟N个时钟周期,则需要N+1个并联存储单元组成,并且需要N+1种时序。由于这种电路结构不需要级联,所以并不会像基本存储单元级联那样使得时钟馈通误差和传输误差越来越大。但是时钟馈通误差和传输误差仍然存在,以下给出解决办法。

3、时钟馈通误差及传输误差的改善

3.1 时钟馈通误差的改善

改善时钟馈通误差可采用S2I电路。它的工作原理为:在φ1a相,Mf的栅极与基准电压Vref相连,此时Mf为Mc提供偏置电流JoMc中存储的电流为ic=I+ii。当φ1b由高电平跳变为低电平时,由于时钟馈通效应等因素造成Mc单元存储的电流中含有一个电流误差值,假设它为△ii,则Mc中存储的电流为ic=J+ii+△ii。在φ1b相期间,细存储管Mf对误差电流进行取样,由于输入电流仍然保持着输入状态,所以Mf中存储的电流为If=J+△ii。当φ1b由高电平跳变为低电平时,考虑到△ii

3.2 传输误差的改善

传输误差产生的原因是当电路级联时,因为传输的是电流信号,要想信号完全传输到下一级,必须做到输出阻抗无穷大,但在实际中是不可能实现的,只能尽可能地增加输出阻抗。

计算出输出电阻为:

“”

与第二代基本存储单元相比,输出电阻增大

“”

倍。结合S2I电路与调整型共源共栅结构电路的优点,构造调整型共源共栅结构S2I存储单元。

采用O.5μm CMOS工艺,level 49 CMOS模型对电路仿真,仿真参数如下:

“”

所有NMOS衬底接地,所有PMOS衬底接电源,所有开关管宽长比均为0.5μm/O.5 μm。输入信号为振幅50μA,频率为200 kHz的正弦信号,时钟频率为5 MHz,Vref=2.4 V,VDD=5 V。表1中给出了主要晶体管仿真参数。

将原电路按照延迟线的结构连接并仿真,延迟3个时钟周期(相当于6个基本存储单元级联),仿真结果如图l所示。

“”

4、结语

详细分析了第二代开关电流存储单元存在的缺点,提出了改进方法,并设计了可以延迟任意时钟周期的延迟线电路,仿真结果表明,该电路具有极高的精度,从而使该电路能应用于实际当中。其Z域传输函数为

“”

,在实际应用中,该电路可作为离散时间系统的基本单元电路。

由于开关电流技术具有与标准数字CMOS工艺兼容的特点,整个电路均由MOS管构成,这一技术在以后的数模混合集成电路中将有广阔的发展前景。

本文转载自:21IC
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:cathy@eetrend.com 进行处理。

围观 19

页面