首先了解一下直流电机

直流电机(direct current machine)是指能将直流电能转换成机械能(直流电动机)或将机械能转换成直流电能(直流发电机)的旋转电机。它是能实现直流电能和机械能互相转换的电机。当它作电动机运行时是直流电动机,将电能转换为机械能;作发电机运行时是直流发电机,将机械能转换为电能。

直流电机由定子和转子两部分组成,其间有一定的气隙。其构造的主要特点是具有一个带换向器的电枢。直流电机的定子由机座、主磁极、换向磁极、前后端盖和刷架等部件组成。其中主磁极是产生直流电机气隙磁场的主要部件,由永磁体或带有直流励磁绕组的叠片铁心构成。直流电机的转子则由电枢、换向器(又称整流子)和转轴等部件构成。其中电枢由电枢铁心和电枢绕组两部分组成。电枢铁心由硅钢片叠成,在其外圆处均匀分布着齿槽,电枢绕组则嵌置于这些槽中。换向器是一种机械整流部件。由换向片叠成圆筒形后,以金属夹件或塑料成型为一个整体。各换向片间互相绝缘。换向器质量对运行可靠性有很大影响。

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直流电机的基本构成与直流电机驱动电路的设计图解

直流电机的基本构成

直流电机由定子和转子两部分组成,其间有一定的气隙。

直流电机的定子由机座、主磁极、换向磁极、前后端盖和刷架等部件组成。其中主磁极是产生直流电机气隙磁场的主要部件,由永磁体或带有直流励磁绕组的叠片铁心构成。

直流电机的转子则由电枢、换向器(又称整流子)和转轴等部件构成。其中电枢由电枢铁心和电枢绕组两部分组成。电枢铁心由硅钢片叠成,在其外圆处均匀分布着齿槽,电枢绕组则嵌置于这些槽中。

换向器是一种机械整流部件。由换向片叠成圆筒形后,以金属夹件或塑料成型为一个整体。各换向片间互相绝缘。换向器质量对运行可靠性有很大影响。

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直流电机的基本构成与直流电机驱动电路的设计图解

直流电机的组成结构

直流电机的结构应由定子和转子两大部分组成。直流电机运行时静止不动的部分称为定子,定子的主要作用是产生磁场,由机座、主磁极、换向极、端盖、轴承和电刷装置等组成。运行时转动的部分称为转子,其主要作用是产生电磁转矩和感应电动势,是直流电机进行能量转换的枢纽,所以通常又称为电枢,由转轴、电枢铁心、电枢绕组、换向器和风扇等组成。

定子

(1)主磁极

主磁极的作用是产生气隙磁场。主磁极由主磁极铁心和励磁绕组两部分组成铁心一般用0.5mm~1.5mm厚的硅钢板冲片叠压铆紧而成,分为极身和极靴两部分,上面套励磁绕组的部分称为极身,下面扩宽的部分称为极靴,极靴宽于极身,既可以调整气隙中磁场的分布,又便于固定励磁绕组。励磁绕组用绝缘铜线绕制而成,套在主磁极铁心上。整个主磁极用螺钉固定在机座上,

(2)换向极

换向极的作用是改善换向,减小电机运行时电刷与换向器之间可能产生的换向火花,一般装在两个相邻主磁极之间,由换向极铁心和换向极绕组组成。换向极绕组用绝缘导线绕制而成,套在换向极铁心上,换向极的数目与主磁极相等。

(3)机座

电机定子的外壳称为机座。机座的作用有两个:

一是用来固定主磁极、换向极和端盖,并起整个电机的支撑和固定作用;

二是机座本身也是磁路的一部分,借以构成磁极之间磁的通路,磁通通过的部分称为磁轭。为保证机座具有足够的机械强度和良好的导磁性能,一般为铸钢件或由钢板焊接而成。

(4)电刷装置

电刷装置是用来引入或引出直流电压和直流电流的。电刷装置由电刷、刷握、刷杆和刷杆座等组成。电刷放在刷握内,用弹簧压紧,使电刷与换向器之间有良好的滑动接触,刷握固定在刷杆上,刷杆装在圆环形的刷杆座上,相互之间必须绝缘。刷杆座装在端盖或轴承内盖上,圆周位置可以调整,调好以后加以固定。

转子

(1)电枢铁心

电枢铁心是主磁路的主要部分,同时用以嵌放电枢绕组。一般电枢铁心采用由0.5mm厚的硅钢片冲制而成的冲片叠压而成,以降低电机运行时电枢铁心中产生的涡流损耗和磁滞损耗。叠成的铁心固定在转轴或转子支架上。铁心的外圆开有电枢槽,槽内嵌放电枢绕组。

(2)电枢绕组

电枢绕组的作用是产生电磁转矩和感应电动势,是直流电机进行能量变换的关键部件,所以叫电枢。它是由许多线圈(以下称元件)按一定规律连接而成,线圈采用高强度漆包线或玻璃丝包扁铜线绕成,不同线圈的线圈边分上下两层嵌放在电枢槽中,线圈与铁心之间以及上、下两层线圈边之间都必须妥善绝缘。为防止离心力将线圈边甩出槽外,槽口用槽楔固定。线圈伸出槽外的端接部分用热固性无纬玻璃带进行绑扎。

(3)换向器

在直流电动机中,换向器配以电刷,能将外加直流电源转换为电枢线圈中的交变电流,使电磁转矩的方向恒定不变;在直流发电机中,换向器配以电刷,能将电枢线圈中感应产生的交变电动势转换为正、负电刷上引出的直流电动势。换向器是由许多换向片组成的圆柱体,换向片之间用云母片绝缘。

(4)转轴

转轴起转子旋转的支撑作用,需有一定的机械强度和刚度,一般用圆钢加工而成。

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一、 直流电机驱动电路的设计目标

在直流电机驱动电路的设计中,主要考虑一下几点:

1. 功能:电机是单向还是双向转动?需不需要调速?对于单向的电机驱动,只要用一个大功率三极管或场效应管或继电器直接带动电机即可,当电机需要双向转动时,可以使用由4个功率元件组成的H桥电路或者使用一个双刀双掷的继电器。如果不需要调速,只要使用继电器即可;但如果需要调速,可以使用三极管,场效应管等开关元件实现PWM(脉冲宽度调制)调速。

2. 性能:对于PWM调速的电机驱动电路,主要有以下性能指标。

1)输出电流和电压范围,它决定着电路能驱动多大功率的电机。

2)效率,高的效率不仅意味着节省电源,也会减少驱动电路的发热。要提高电路的效率,可以从保证功率器件的开关工作状态和防止共态导通(H桥或推挽电路可能出现的一个问题,即两个功率器件同时导通使电源短路)入手。

3)对控制输入端的影响。功率电路对其输入端应有良好的信号隔离,防止有高电压大电流进入主控电路,这可以用高的输入阻抗或者光电耦合器实现隔离。

4)对电源的影响。共态导通可以引起电源电压的瞬间下降造成高频电源污染;大的电流可能导致地线电位浮动。

5)可靠性。电机驱动电路应该尽可能做到,无论加上何种控制信号,何种无源负载,电路都是安全的。

二、三极管-电阻作栅极驱动

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1.输入与电平转换部分:

输入信号线由DATA引入,1脚是地线,其余是信号线。注意1脚对地连接了一个2K欧的电阻。当驱动板与单片机分别供电时,这个电阻可以提供信号电流回流的通路。当驱动板与单片机共用一组电源时,这个电阻可以防止大电流沿着连线流入单片机主板的地线造成干扰。或者说,相当于把驱动板的地线与单片机的地线隔开,实现“一点接地”。

高速运放KF347(也可以用TL084)的作用是比较器,把输入逻辑信号同来自指示灯和一个二极管的2.7V基准电压比较,转换成接近功率电源电压幅度的方波信号。KF347的输入电压范围不能接近负电源电压,否则会出错。因此在运放输入端增加了防止电压范围溢出的二极管。输入端的两个电阻一个用来限流,一个用来在输入悬空时把输入端拉到低电平。

不能用LM339或其他任何开路输出的比较器代替运放,因为开路输出的高电平状态输出阻抗在1千欧以上,压降较大,后面一级的三极管将无法截止。

2.栅极驱动部分:

后面三极管和电阻,稳压管组成的电路进一步放大信号,驱动场效应管的栅极并利用场效应管本身的栅极电容(大约1000pF)进行延时,防止H桥上下两臂的场效应管同时导通(“共态导通”)造成电源短路。

当运放输出端为低电平(约为1V至2V,不能完全达到零)时,下面的三极管截止,场效应管导通。上面的三极管导通,场效应管截止,输出为高电平。当运放输出端为高电平(约为VCC-(1V至2V),不能完全达到VCC)时,下面的三极管导通,场效应管截止。上面的三极管截止,场效应管导通,输出为低电平。

上面的分析是静态的,下面讨论开关转换的动态过程:三极管导通电阻远小于2千欧,因此三极管由截止转换到导通时场效应管栅极电容上的电荷可以迅速释放,场效应管迅速截止。但是三极管由导通转换到截止时场效应管栅极通过2千欧电阻充电却需要一定的时间。相应的,场效应管由导通转换到截止的速度要比由截止转换到导通的速度快。假如两个三极管的开关动作是同时发生的,这个电路可以让上下两臂的场效应管先断后通,消除共态导通现象。

实际上,运放输出电压变化需要一定的时间,这段时间内运放输出电压处于正负电源电压之间的中间值。这时两个三极管同时导通,场效应管就同时截止了。所以实际的电路比这种理想情况还要安全一些。

场效应管栅极的12V稳压二极管用于防止场效应管栅极过压击穿。一般的场效应管栅极的耐压是18V或20V,直接加上24V电压将会击穿,因此这个稳压二极管不能用普通的二极管代替,但是可以用2千欧的电阻代替,同样能得到12V的分压。

3.场效应管输出部分:

大功率场效应管内部在源极和漏极之间反向并联有二极管,接成H桥使用时,相当于输出端已经并联了消除电压尖峰用的四个二极管,因此这里就没有外接二极管。输出端并联一个小电容(out1和out2之间)对降低电机产生的尖峰电压有一定的好处,但是在使用PWM时有产生尖峰电流的副作用,因此容量不宜过大。在使用小功率电机时这个电容可以略去。如果加这个电容的话,一定要用高耐压的,普通的瓷片电容可能会出现击穿短路的故障。

输出端并联的由电阻和发光二极管,电容组成的电路指示电机的转动方向.

4.性能指标:

电源电压15~30 V,最大持续输出电流5A/每个电机,短时间(10秒)可以达到10A,PWM频率最高可以用到30KHz(一般用1到10KHz)。电路板包含4个逻辑上独立的,输出端两两接成H桥的功率放大单元,可以直接用单片机控制。实现电机的双向转动和调速。

5.布线:

大电流线路要尽量的短粗,并且尽量避免经过过孔,一定要经过过孔的话要把过孔做大一些(>1mm)并且在焊盘上做一圈小的过孔,在焊接时用焊锡填满,否则可能会烧断。另外,如果使用了稳压管,场效应管源极对电源和地的导线要尽可能的短粗,否则在大电流时,这段导线上的压降可能会经过正偏的稳压管和导通的三极管将其烧毁。在一开始的设计中,NMOS管的源极于地之间曾经接入一个0.15欧的电阻用来检测电流,这个电阻就成了不断烧毁板子的罪魁祸首。当然如果把稳压管换成电阻就不存在这个问题了。

三、 低压驱动电路的简易栅极驱动

一般功率场效应管的最高栅源电压为20V左右,所以在24V应用中要保证栅源电压不能超过20V,增加了电路的复杂程度。但在12V或更低电压的应用中,电路就可以大大简化。

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上图就是一个12V驱动桥的一边,上面电路的三极管部分被两个二极管和两个电阻代替。(注意,跟上图逻辑是反的)由于场效应管栅极电容的存在,通过R3,R4向栅极电容充电使场效应管延缓导通;而通过二极管直接将栅极电容放电使场效应管立即截止,从而避免了共态导通。

这个电路要求在IN端输入的是边缘陡峭的方波脉冲,因此控制信号从单片机或者其他开路输出的设备接入后,要经过施密特触发器(比如555)或者推挽输出的高速比较器才能接到IN端。如果输入边缘过缓,二极管延时电路也就失去了作用。

R3,R4的选取与IN信号边沿升降速度有关,信号边缘越陡峭,R3,R4可以选的越小,开关速度也就可以做的越快。Robocon比赛使用的升压电路(原理相似)中,IN前用的是555。

四、边沿延时驱动电路

在前级逻辑电路里,有意地对控制PMOS的下降沿和控制NMOS的上升沿进行延时,再整形成方波,也可以避免场效应管的共态导通。另外,这样做可以使后级的栅极驱动电路简化,可以是低阻推挽驱动栅极,不必考虑栅极电容,可以较好的适应不同的场效应管。下图是两种边沿的延时电路:

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下图是对应的NMOS,PMOS栅极驱动电路:

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这个栅极驱动电路由两级三极管组成:前级提供驱动场效应管栅极所需的正确电压,后级是一级射极跟随器,降低输出阻抗,消除栅极电容的影响。为了保证不共态导通,输入的边沿要比较陡,上述先延时再整形的电路就可以做到。

五、 其它几种驱动电路

1. 继电器+半导体功率器件的想法

继电器有着电流大,工作稳定的优点,可以大大简化驱动电路的设计。在需要实现调速的电机驱动电路中,也可以充分利用继电器。有一个方案就是利用继电器来控制电流方向来改变电机转向,而用单个的特大电流场效应管(比如IRF3205,一般只有N型特大电流的管子)来实现PWM调速,如下右图所示。这样是实现特别大电流驱动的一个方法。换向的继电器要使用双刀双掷型的,接线如下左图,线圈接线如下中图:

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2.几种驱动芯片

1) L298

2) A3952

3) A3940

4) L6203

六、PWM调速的实现

1.使用定时器的算法

//butcher补充一下吧

//算法原理

//编程实现要点

//优缺点

2.使用循环移位的算法

产生PWM信号可以由定时器来完成,但是由于51内部只提供了两个定时器,因此如果要向三个或更多的直流电机输出不同占空比的信号要反复设置定时器,实现较为复杂,我们采用一种比较简单的方法不仅可以实现对更多的直流电机提供不同的占空比输入信号,而且只占用一个定时器资源。这种方法可以简单表述如下:

在内存的某段空间内存放各个直流电机所需的输入信号占空比信息,如果占空比为1则保存0FFH(11111111B);占空比为0.5则保存0F0H(11110000B)或任何2进制数中包括4个0和4个1。即占空比=1的个数/8

具体选取什么样的二进制数要看输出频率的要求。若要对此直流电机输出PWM信号,只要每个时间片移位一次取出其中固定的一位(可以用位寻址或进位标志C实现)送到电机端口上即可。另外,移位算法是一种对以前结果依赖的算法,所以最好定期检查或重置被移位的数,防止移错导致一直错下去。

这种算法的优点是独立进程,可以实现对多个电机的控制,缺点是占用资源较大,PWM频率较低。

3.模拟电路PWM的实现

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上图为一个使用游戏手柄或者航模摇杆上的线性电位器(或线性霍尔元件)控制两个底盘驱动电机的PWM生成电路。J1是手柄的插座,123和456分别是x,y两个方向的电位器。U1B提供半电源电压,U1A是电压跟随。x,y分量经过合成成为控制左右轮两个电机转速的电压信号。在使用中,让L=(x+1)y/(x+1.4),R=(x-1)y/(x-0.6),经过试验有不错的效果(数字只是单位,不是电压值)。经过U1C和U1D组成的施密特振荡器把电压转换为相应的PWM信号,用来控制功率驱动电路。以U1D为例,R1,R2组成有回差的施密特电路,上下门限受输入电压影响,C1和R3组成延时回路,如此形成振荡的脉宽受输入电压控制。Q1,Q2是三极管,组成反相器,提供差分的控制信号。具体振荡过程参见数字电路教材上对555振荡器的分析。

七、步进电机驱动

1.小功率4相步进电机的驱动

下面是一种驱动电路框图:

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达林顿管阵列ULN2803分别从锁存器取出第0,2,4,6位和1,3,5,7位去驱动两个步进电机.四相步进电机的通电顺序可以有几种:A,B,C,D(4相4拍);AB,BC,CD,DA(4相双4拍);A,AB,B,BC,C,CD,D,DA(4相8拍).为了兼顾稳定性,转矩和功耗,一般采用4相8拍方式.所有这些方式都可以通过循环移位实现(也要有定期监控),为了使4相8拍容易实现,锁存器与驱动部分采用了交叉连接.

步进电机工作在四相八拍模式(即正转的输入信号为1000→1100→0100→0110→0010→0011→0001→1001→1000),对应每个步进电机要有四个信号输入端,理论上向端口输出信号可以控制两个步进电机的工作。寄存器循环移位奇偶位分别作两个步进电机的驱动端的做法,其思想如下:

LOOP: MOV A,#1110000B ;在A寄存器中置入11100000

RR A ;右移位

AJMP LOOP ;循环右移位

这样在寄存器A中存储的值会有如下循环11100000→01110000→00111000→00011100→00001110→00000111→10000011→11000001→11100000,其奇数位有如下循环1000→1100→0100→0110→0010→0011→0001→1001→1000,其偶数位有如下循环1100→0100→0110→0010→0011→0001→1001→1000→1100.将A输出到P0端口,则奇数位和偶数位正是我们所需要的步进电机输入信号。

而事实上每个电机的动作是不同的,为此我们在RAM中为每个电机开辟一个byte的状态字节用以循环移位.在每一个电机周期里,根据需要对每个电机的byte进行移位,并用ANL指令将两个电机的状态合成到一个字节里输出此时的A同时可以控制两个电机了

步进电机的速度由驱动脉冲的频率决定,移位的周期不同,电机的速度也就不同了.前面提到的电机周期,应该取各种可能的周期的最大公约数.换句话说,一旦电机周期取定,每个电机移位的周期应该是它的倍数.在程序中,对每个电机的相应时刻设定相应的分频比值,同时用一个变量进行加一计数:每到一个电机周期若计数变量<分频比值,则计数变量加1;若相等,则移位,计数变量清零.这样就实现了分频调速,可以让多个电机同时以不同的速度运转.

另外,也可以采用传统的查表方式进行驱动,程序稍长,但也比较稳定,这种方法非常适合三相步进电机。

2.步进电机的智能驱动方案

步进电机有可以精确控制的优点,但是功耗大,效率低,力矩小。如果选用大功率步进电机,为了降低功耗,可以采取PWM恒流控制的方法。基本思路是,用带反馈的高频PWM根据输出功率的要求对每相恒流驱动,总体电流顺序又符合转动顺序。需要力矩小的时候应及时减小电流,以降低功耗。该方案实现的电路,可以采用独立的单片机或CPLD加场效应管驱动电路以及电流采样反馈电路。

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围观 9

正确理解AC耦合电容

在高频电路设计中,经常会用到AC耦合电容,要么在芯片之间加两颗直连,要么在芯片与连接器之间加两颗。看似简单,但一切都因为信号的高速而不同。信号的高速传输使这颗电容变得不“理想”,这颗电容没有设计好,就可能会导致整个项目的失败。因此,对高速电路而言,这颗AC耦合电容没有优化好将是“致命”的。

下面笔者依据之前的项目经验,盘点分析一下我在这颗电容的使用上遇到的一些问题。

最开始要先明白AC耦合电容的作用。一般来讲,我们用AC耦合电容来提供直流偏压,就是滤出信号的直流分量,使信号关于0轴对称。既然是这个作用,那么这颗电容是不是可以放在通道的任何位置呢?这就是笔者最初做高频电路时,在这颗电容使用上遇到的第一个问题——AC耦合电容到底该放在哪。

这里拿一个项目中常遇到的典型通路来分析。

“图1:AC耦合电容典型通路”
图1:AC耦合电容典型通路

在低速电路设计中,这颗电容可以等效成理想电容。而在高频电路中,由于寄生电感的存在以及板材造成的阻抗不连续性,实际上这颗电容不能看作是理想电容。这里信号频率2.5G,通道长度4000mil,AC耦合电容的位置分别在距离发送端和接收端200mil的位置。我们看一下仿真出的眼图的变化。

“图2:AC耦合电容靠近发送端的眼图”
图2:AC耦合电容靠近发送端的眼图

“图3:AC耦合电容靠近接收端的眼图”
图3:AC耦合电容靠近接收端的眼图

显然,这颗AC耦合电容靠近接收端的时候信号的完整性要好于放在发送端。我的理解是这样的,非理想电容器阻抗不连续,信号经过通道衰减后反射的能量会小于直接反射的能量,所以绝大多数串行链路要求这颗AC耦合电容放在接收端。但也有例外,笔者之前做板对板连接时遇到过这个问题,查PCIE规范发现如果是两个板通常放置在发送端上,此时还利用到了AC耦合电容的另外一个作用——过压保护。比如说SATA,所以通常要求靠近连接器放置。

解决了放置的问题,另一个困扰大家的就是容值的选取了。这样说,我们的整个串行链路等效出的电阻R是固定的,那么AC耦合电容C的选取将会关系到时间常数(RC),RC越大,过的直流分量越大,直流压降越低。既然这样,AC耦合电容可以无限增大吗?显然是不行的。

“图4:AC耦合电容增大后测量到的眼图”
图4:AC耦合电容增大后测量到的眼图

同样的位置,与图3相比可以看出增大耦合电容后,眼高变低。原因是“高速”使电容变的不理想。感应电感会产生串联谐振,容值越大,谐振频率越低,AC耦合电容在低频情况下呈感性,因此高频分量衰减增大,眼高变小,上升沿变缓,相应的JITTER也会增大。

通常建议AC耦合电容在0.01uf~0.2uf之间,项目中0.1uf比较常见。推荐使用0402的封装。

最后,解决了以上两个问题,再从PCB设计上分析一下这颗电容的优化设计。实际在项目中,与AC耦合电容的位置、容值大小这些可见因素相比,更加难以捉摸的是板材本身(包括焊盘的精度、铜箔的均匀度等)以及焊盘处的寄生电容对信号完整性的影响。我们知道,高频信号必须沿着有均匀特征阻抗的路径传播,如果遇到阻抗失配或者不连续的情况时,部分信号会被反射回发射端,造成信号的衰减,影响信号的完整性。项目中,这种情况通常会出现在焊盘或者是板载连接器处。笔者最初涉及的高速电路设计时,经常遇到这个问题。

解决这个问题要从两个方面入手。首先在板材的选取上,我们在应用中通常选用高性能的ROGERS板材,罗杰斯的板材在铜箔厚度的控制上非常精确,均匀的铜箔覆盖大大降低了阻抗的不连续性;然后在消除焊盘处的寄生电容上,业内常见的办法是在焊盘处做隔层处理(挖空位于焊盘正下方的参考平面区域,在内层创建铜填充),通过增大焊盘与其参考平面(或者是返回路径)之间的距离,减小电容的不连续性。在笔者的项目中多采用介质均匀、铜箔宽度控制精确的ROGERS板材也有效提高了焊盘的加工精度。

通过仿真对比一下ROGERS板材做精确隔层处理前后的信号完整性。

“图5:做隔层处理前的TDR”
图5:做隔层处理前的TDR

“图6:做隔层处理后的TDR”
图6:做隔层处理后的TDR

图5图6对比,发现未处理之前阻抗的跳跃很明显,隔层处理后的阻抗改善很多,几乎没有任何阶跃与不连续。

“图7:做隔层处理前的回波损耗”
图7:做隔层处理前的回波损耗

“图8:做隔层处理后的回波损耗”
图8:做隔层处理后的回波损耗

图7图8对比,在用ROGERS板材做隔层处理之后,相比未做隔层处理回波损耗下降到-30dB之内,大大降低了回波损耗,保证了信号传输的完整。

综上,想要搞定高频电路中这颗“致命”的AC耦合电容,不仅要做足电路设计上的功课,同时,选择性能更好的高频PCB板材料会让你事半功倍。

匹配电路的电感选择

对高频电路而言,电路之间的电感匹配很重要。电感匹配是指在信号的传输线路上,让发送端电路的输出阻抗与接收端电路的输入阻抗一致,匹配后,可以最大限度地把发送端的电力传送到接收端。

匹配电路使用电容器和电感器,但是实际的电容器和电感器与理想的元件不同,有损耗。表示该损耗的有Q值。Q值越大,表示电容器和电感器的损耗就越小。

电感的Q值与高频电路的损耗

匹配电路中使用的电感器的Q值的大小,对高频电路的损耗也会产生影响。

为了确认此事,我们采用了村田的SAW滤波器 (通频带800MHz频段) 和RF电感,在匹配电路中换装Q值不同的RF电感,测量和比较了SAW滤波器的插入损耗。

图9表示电路图。此次的电路,虽说是匹配电路,但是只有一个RF电感器。

“图9:
图9: SAW滤波器与匹配电路

图10表示此次进行了换装的RF电感的Q值的频率特性,表1表示结构、尺寸、Q值 (800MHz时的Typ.值)

“图10:
图10: RF电感的Q值比较 (均为7.5nH)

表1 RF电感的比较

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※图10的图表是采用村田提供的设计辅助工具SimSurfing表示的。

换装匹配电路的RF电感时的SAW滤波器的整体特性见图11,通频带特性见图12。

“图11:
图11: SAW滤波器的整体特性

“图12:
图12: SAW滤波器的通频带特性

从图12的通频带特性来看,可以确认SAW滤波器的插入损耗因所使用的RF电感而异。高频电路的这种水平的损耗越来越重要。

从此次的实验结果可知,RF电感的Q值越大 (损耗越小) ,SAW滤波器的插入损耗就越小。也就是说,电感器损耗的大小就是包括匹配电路在内的SAW滤波器损耗的大小。

请注意,使用的高频元件 (此次为SAW滤波器) 、匹配电路、频段等不同,损耗也将各异。

电感的偏差与对匹配电路的影响

另外,实际的电感器的阻抗值为1.0nH、1.1nH、1.2nH之类的不连续值。进行匹配时,有时必须采用细致的常数步骤进行微调。同时,阻抗值的偏差 (标准离差) 会变成匹配的标准离差,为了满足必要特性,有时需要偏差小的电感器。村田的电感器当中,薄膜型LQP系列最符合细致的常数步骤和偏差小的要求。

根据以上情况,有必要对SAW滤波器的整合回路RF电感的Q特性、偏差值、尺寸、成本等方面,进行比较讨论之后做出选择。在贴装空间有剩余的情况下,Q值偏高的卷线电感LQW15/LQW04为最佳选择。此外,贴装空间有所限制的情况下,小尺寸0603、拥有较高Q值的LQP03HQ/LQP03TN_02为最佳选择。

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围观 12

引言

开关电流技术是近年来提出的一种新的模拟信号采样、保持、处理技术。与已成熟的开关电容技术相比,开关电流技术不需要线性电容和高性能运算放大器,整个电路均由MOS管构成,因此可与标准数字CMOS工艺兼容,可与数字电路使用相同工艺,并集成在同一块芯片上,所以也有人称之为数字工艺的模拟技术。但是开关电流电路中存在一些非理想因素,如时钟馈通误差和传输误差,它直接影响到电路的性能。

本文详细分析了第二代开关电流存储单元存在的问题,提出了改进方法,并设计了延迟线电路。此电路可以精确地对信号进行采样并延迟任意时钟周期。解决了第二代开关电流存储单元产生的误差,利用此电路可以方便地构造各种离散时间系统函数。

1、第二代开关电流存储单元分析

第二代开关电流存储单元,在φ1(n-1)相,S1,S2闭合,S3断开,晶体管M连成二极管形式,输入电流ii与偏置电流I之和给栅源极间电容C充电。随着充电的进行,栅极电压vgs达到使M能维持整个输入电流的电平,栅极充电电流减至零,达到稳态,此时M的漏极电流为:

“”

在φ2(n)相,S1,S2断开,S3闭合,此时输出端电流为:

“”

Z域传输函数为:

“”

综上可看出,晶体管M既作为输入存储管又作为输出管,输出电流i0仅在φ2相期间获得。

2、延迟线

从结果来看,由于时钟馈通误差和传输误差的存在,第二代开关电流存储单元(以下简称基本存储单元)输出波形严重失真,尤其是级联后的电路失真更加严重,无法应用到实际中,所以,设计延迟线电路。

电路原理如下:电路是一个由N+1个并联存储单元组成的阵列,且由时钟序列控制。在时钟的φ0。相,存储单元M0接收输入信号,而单元M1提供其输出。类似的,在φ1相,单元M1接收输入信号,单元M2提供其输出。这个过程一直持续到单元MN接收其输入信号,单元M0提供其输出信号为止,然后重复循环。显然,每个单元都是在其下一个输入之前一个周期,即在其前一个输出相N个周期(NT)之后,提供输出信号。如取N=1,则延迟线是一个反相单位延迟单元,或连续输入信号时,它是一个采样保持电路,此时,延迟线电路和基本存储单元相同。请注意,对于循环的N-1个时钟相,每个存储单元既不接收信号也不提供信号。在这些时刻,存储晶体管上的漏电压值变化到迫使每个偏置电流和保持在其有关存储晶体管中的电流之间匹配。给出Z域传输函数为:

“”

用基本存储单元级联延迟N个周期,则需要2N个基本存储单元级联,并且电路的时钟馈通误差和传输误差会随着N的增加越来越严重,到最后原信号将淹没在误差信号中。延迟线电路若要实现信号延迟N个时钟周期,则需要N+1个并联存储单元组成,并且需要N+1种时序。由于这种电路结构不需要级联,所以并不会像基本存储单元级联那样使得时钟馈通误差和传输误差越来越大。但是时钟馈通误差和传输误差仍然存在,以下给出解决办法。

3、时钟馈通误差及传输误差的改善

3.1 时钟馈通误差的改善

改善时钟馈通误差可采用S2I电路。它的工作原理为:在φ1a相,Mf的栅极与基准电压Vref相连,此时Mf为Mc提供偏置电流JoMc中存储的电流为ic=I+ii。当φ1b由高电平跳变为低电平时,由于时钟馈通效应等因素造成Mc单元存储的电流中含有一个电流误差值,假设它为△ii,则Mc中存储的电流为ic=J+ii+△ii。在φ1b相期间,细存储管Mf对误差电流进行取样,由于输入电流仍然保持着输入状态,所以Mf中存储的电流为If=J+△ii。当φ1b由高电平跳变为低电平时,考虑到△ii

3.2 传输误差的改善

传输误差产生的原因是当电路级联时,因为传输的是电流信号,要想信号完全传输到下一级,必须做到输出阻抗无穷大,但在实际中是不可能实现的,只能尽可能地增加输出阻抗。

计算出输出电阻为:

“”

与第二代基本存储单元相比,输出电阻增大

“”

倍。结合S2I电路与调整型共源共栅结构电路的优点,构造调整型共源共栅结构S2I存储单元。

采用O.5μm CMOS工艺,level 49 CMOS模型对电路仿真,仿真参数如下:

“”

所有NMOS衬底接地,所有PMOS衬底接电源,所有开关管宽长比均为0.5μm/O.5 μm。输入信号为振幅50μA,频率为200 kHz的正弦信号,时钟频率为5 MHz,Vref=2.4 V,VDD=5 V。表1中给出了主要晶体管仿真参数。

将原电路按照延迟线的结构连接并仿真,延迟3个时钟周期(相当于6个基本存储单元级联),仿真结果如图l所示。

“”

4、结语

详细分析了第二代开关电流存储单元存在的缺点,提出了改进方法,并设计了可以延迟任意时钟周期的延迟线电路,仿真结果表明,该电路具有极高的精度,从而使该电路能应用于实际当中。其Z域传输函数为

“”

,在实际应用中,该电路可作为离散时间系统的基本单元电路。

由于开关电流技术具有与标准数字CMOS工艺兼容的特点,整个电路均由MOS管构成,这一技术在以后的数模混合集成电路中将有广阔的发展前景。

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围观 17

光耦(opticalcoupler)亦称光电隔离器、光耦合器或光电耦合器。它是以光为媒介来传输电信号的器件,通常把发光器(红外线发光二极管LED)与受光器(光敏半导体管)封装在同一管壳内。当输入端加电信号时发光二极管发出光线,光敏三极管接受光线之后就产生光电流,从输出端流出,从而实现了“电—光—电”转换。典型应用电路如下图1-1所示。

光耦的主要优点是:信号单向传输,输入端与输出端完全实现了前端与负载完全的电气隔离,输出信号对输入端无影响,减小电路干扰,简化电路设计,工作稳定,无触点,使用寿命长,传输效率高。光耦合器是70年代发展起来的新型器件,现已广泛用于电气绝缘、电平转换、级间耦合、驱动电路、开关电路、斩波器、多谐振荡器、信号隔离、级间隔离、脉冲放大电路、数字仪表、远距离信号传输、脉冲放大、固态继电器(SSR)、仪器仪表、通信设备及微机接口中。在单片开关电源中,利用线性光耦合器可构成光耦反馈电路,通过调节控制端电流来改变占空比,达到精密稳压目的。

“”

光耦典型电路

常用于反馈的光耦型号有TLP521、PC817等。这里以TLP521为例,介绍这类光耦的特性。图2-1所示为光耦内部结构图以及引脚图。

TLP521的原边相当于一个发光二极管,原边电流If越大,光强越强,副边三极管的电流Ic越大。副边三极管电流Ic与原边二极管电流If的比值称为光耦的电流放大系数,该系数随温度变化而变化,且受温度影响较大。作反馈用的光耦正是利用“原边电流变化将导致副边电流变化”来实现反馈,因此在环境温度变化剧烈的场合,由于放大系数的温漂比较大,应尽量不通过光耦实现反馈。此外,使用这类光耦必须注意设计外围参数,使其工作在比较宽的线性带内,否则电路对运行参数的敏感度太强,不利于电路的稳定工作。

通常选择TL431结合TLP521进行反馈。这时,TL431的工作原理相当于一个内部基准为2.5 V的电压误差放大器(输出的电压进行误差放大比较,然后将取样电压经过光电偶合器反馈控制脉宽占空比,达到稳定电压的目的),所以在其1脚与3脚之间,要接补偿网络。

“”

TL431是由德州仪器生产的可控精密稳压源,实物如图2-3所示。它的输出电压用两个电阻就可以任意的设置到从2.5V到36V范围内的任何值。该器件的典型动态阻抗为0.2Ω,在很多应用中用它代替稳压二极管,例如,数字电压表,运放电路,可调压电源,开关电源等。图2-2所示为TL431引脚排列与使用连线图。

“”

常见的光耦反馈第1种接法。Vo为输出电压,Vd为芯片的供电电压。com信号接芯片的误差放大器输出脚。注意左边的地为输出电压地,右边的地为芯片供电电压地,两者之间用光耦隔离。图2-3所示接法的工作原理如下:当输出电压升高时,TL431的1脚(相当于电压误差放大器的反向输入端)电压上升,3脚(相当于电压误差放大器的输出脚) 电压下降,光耦TLP521的原边电流If增大,光耦的另一端输出电流Ic增大,电阻R4上的电压降增大,com引脚电压下降,占空比减小,输出电压减小;反之,当输出电压降低时,调节过程类似。

高于反相端电位的形式,利用运放的一种特性—当运放输出电流过大(超过运放电流输出能力)时,运放的输出电压值将下降,输出电流越大,输出电压下降越多。因此,采用这种接法的电路,一定要把PWM(脉冲宽度调制)芯片的误差放大器的两个输入引脚接到固定电位上,且必须是同向端电位高于反向端电位,使误差放大器初始输出电压为高。

“”

图2-3所示接法的工作原理是:当输出电压升高时,原边电流If增大,输出电流Ic增大,由于Ic已经超过了电压误差放大器的电流输出能力,com脚电压下降,占空比减小,输出电压减小;反之,当输出电压下降时,调节过程类似。

常见的第3种接法,如图2-4所示。与第一种基本相似,不同之处在于多了一个电阻R6,该电阻的作用是对TL431额外注入一个电流,避免TL431因注入电流过小而不能正常工作。实际上如适当选取电阻值R3,电阻R6可以省略。调节过程基本上同1接法一致。

常见的第4种接法,如图2-4所示。该接法与第2种接法类似,区别在于com端与光耦第4脚之间多接了一个电阻R4,其作用与第3种接法中的R6一致,其工作原理基本同接法2。

“”

反馈方式1、3适用于任何占空比(接通时间与周期之比)情况,而反馈方式2、4比较适合于在占空比比较小的场合使用。 

小结

开关电源的光耦主要是隔离、提供反馈信号和开关作用。开关电源电路中光耦的电源是从高频变压器次级电压提供的,当输出电压低于稳压管电压是给信号光耦接通,加大占空比,使得输出电压升高;反之则关断光耦减小占空比,使得输出电压降低。旦高频变压器次级负载超载或开关电路有故障,就没有光耦电源提供,光耦就控制着开关电路不能起振,从而保护开关管不至被击穿烧毁。

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围观 21

一、单片机上拉电阻的选择

“”

大家可以看到复位电路中电阻R1=10k时RST是高电平 ,而当R1=50时RST为低电平,很明显R1=10k时是错误的,单片机一直处在复位状态时根本无法工作。出现这样的原因是由于RST引脚内含三极管,即便在截止状态时也会有少量截止电流,当R取的非常大时,微弱的截止电流通过就产生了高电平。

二、LED串联电阻的计算问题

通常红色贴片LED:电压1.6V-2.4V,电流2-20mA,在2-5mA亮度有所变化,5mA以上亮度基本无变化。

“”

三、端口出现不够用的情况

这时可以借助扩展芯片来实现,比如三八译码器74HC138来拓展

“”

“”

四、滤波电容

滤波电容分为高频滤波电容和低频滤波电容。

1、高频滤波电容一般用104容(0.1uF),目的是短路高频分量,保护器件免受高频干扰。普通的IC(集成)器件的电源与地之间都要加,去除高频干扰(空气静电)。

2、低频滤波电容一般用电解电容(100uF),目的是去除低频纹波,存储一部分能量,稳定电源。大多接在电源接口处,大功率元器件旁边,如:USB借口,步进电机、1602背光显示。耐压值至少高于系统最高电压的2倍。

五、三极管的作用

1、开关作用:

“”

LEDS6为高电平时截止,为低电平时导通。

限流电阻的计算:集电极电流为I,则基极电流为I/100(这里涉及到放大作用,集电极电流是基极的100倍),PN结电压0.7V,R=(5-0.7)/(I/100)

2、放大作用:

集电极电流是基极电流的100倍

3、电平转换:

“”

当基极为高电平时,三极管导通,右侧的导线接地为低电平,当基极为低电平时,三极管截止,输出高电平.

六、数码管的相关问题

“”

数码管点亮形成的数字由a,b,c,d,e,f,e,dp(小数点)构成,字模及真值表如上图。

七、电流电压驱动问题

由于单片机输出有限,当负载很多的时候需要另外加驱动芯片 ,比如74HC245

八、上拉电阻

上拉电阻选取原则

1、从节约功耗及芯片灌电流能力考虑应当足够大;电阻大,电流小。

2、从确保足够的驱动电流考虑应当足够小;电阻小,电流大。

3、对于高速电路,过大的上拉电阻可能会导致边沿变平缓。

综合考虑:上拉电阻常用值在1K到10K之间选取,下拉同理。

上下拉电阻

上拉就是将不确定的信号通过一个电阻嵌位在高电平,下拉同理。

1、电平转换,提高输出电平参数值。

2、OC门必须加上拉电阻才能使用。

3、加大普通IO引脚驱动能力。

4、悬空引脚上下拉抗干扰。

九、晶振和复位电路

晶振电路

1、晶振选择:

根据实际系统需求选择,6M,12M,11.0592M,20M等待

2、负载电容:

对地接2个10到30pF的电容即可,常用20pF。

3、万用表测晶振:

直接用红表笔对晶振引脚,黑表笔接GND,测量电压即可。

复位电路

复位

把单片机内部电路设置成为一个确定的状态,所有的寄存器初始化。

51单片机的复位时间大约在2个机械周期左右,具体需要看芯片数据手册。

一般通过复位芯片或者复位电路,具体的阻容参数的计算,通过google查找。

十、按键抖动及消除

按键也是机械装置,在按下或放开的一瞬间会产生抖动,如下图:

“”

“”

消除方法有两种:软件除抖和硬件除抖,其中硬件除抖是应用了电容对高频信号短路的原理。

软件除抖是检测出键闭合后执行一个延时程序,产生5ms~10ms的延时,让前沿抖动消失后再一次检测键的状态,如果仍保持闭合状态电平,则确认为真正有键按下。

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围观 10

AC耦合时缺少DC偏置电流回路

最常遇到的一个应用问题是在交流(AC)耦合运算放大器或仪表放大器电路中没有提供偏置电流的直流(DC)回路。在图1中,一只电容器与运算放大器的同相输入端串联以实现AC耦合,这是一种隔离输入电压(VIN)的DC分量的简单方法。这在高增益应用中尤其有用,在那些应用中哪怕运算放大器输入端很小的直流电压都会限制动态范围,甚至导致输出饱和。然而,在高阻抗输入端加电容耦合,而不为同相输入端的电流提供DC通路,会出现问题。

“图1.错误的运算放大器AC耦合”
图1.错误的运算放大器AC耦合

实际上,输入偏置电流会流入耦合的电容器,并为它充电,直到超过放大器输入电路的共模电压的额定值或使输出达到极限。根据输入偏置电流的极性,电容器会充电到电源的正电压或负电压。放大器的闭环DC增益放大偏置电压。

这个过程可能会需要很长时间。例如,一只场效应管(FET)输入放大器,当1 pA的偏置电流与一个0.1μF电容器耦合时,其充电速率I/C为10–12/10–7=10 μV/s,或每分钟600μV。如果增益为100,那么输出漂移为每分钟0.06 V。因此,一般实验室测试(使用AC耦合示波器)无法检测到这个问题,而电路在数小时之后才会出现问题。显然,完全避免这个问题非常重要。

“图2.正确的双电源供电运算放大器”
图2.正确的双电源供电运算放大器

图2示出了对这常见问题的一种简单的解决方案。这里,在运算放大器输入端和地之间接一只电阻器,为输入偏置电流提供一个对地回路。为了使输入偏置电流造成的失调电压最小,当使用双极性运算放大器时,应该使其两个输入端的偏置电流相等,所以通常应将R1的电阻值设置成等于R2和R3的并联阻值。

然而,应该注意的是,该电阻器R1总会在电路中引入一些噪声,因此要在电路输入阻抗、输入耦合电容器的尺寸和电阻器引起的Johnson噪声之间进行折衷。典型的电阻器阻值一般在100,000Ω ~1 MΩ之间。

类似的问题也会出现在仪表放大器电路中。图3示出了使用两只电容器进行AC耦合的仪表放大器电路,没有提供输入偏置电流的返回路径。这个问题在使用双电源(图3a)和单电源(图3b)供电的仪表放大器电路中很常见。

“图3.不工作的AC耦合仪表放大器实例”
图3.不工作的AC耦合仪表放大器实例

这类问题也会出现在变压器耦合放大器电路中,如图4所示,如果变压器次级电路中没有提供DC对地回路,该问题就会出现。

“图4.不工作的变压器耦合仪表放大器电路”
图4.不工作的变压器耦合仪表放大器电路

图5和图6示出了这些电路的简单解决方案。这里,在每一个输入端和地之间都接一个高阻值的电阻器(RA,BR)。这是一种适合双电源仪表放大器电路的简单而实用的解决方案。

“a.双电源.
a.双电源. b.单电源.

这两只电阻器为输入偏置电流提供了一个放电回路。在图5所示的双电源例子中,两个输入端的参考端都接地。在图5b所示的单电源例子中,两个输入端的参考端或者接地(VCM接地)或者接一个偏置电压,通常为最大输入电压的一半。

同样的原则也可以应用到变压器耦合输入电路(见图6),除非变压器的次级有中间抽头,它可以接地或接VCM。

在该电路中,由于两只输入电阻器之间的失配和(或)两端输入偏置电流的失配会产生一个小的失调电压误差。为了使失调误差最小,在仪表放大器的两个输入端之间可以再接一只电阻器(即桥接在两只电阻器之间),其阻值大约为前两只电阻器的1/10(但与差分源阻抗相比仍然很大)。

“图6.正确的仪表放大器变压器输入耦合方法”
图6.正确的仪表放大器变压器输入耦合方法

为仪表放大器、运算放大器和ADC提供参考电压

图7示出一个仪表放大器驱动一个单端输入的模数转换器(ADC)的单电源电路。该放大器的参考电压提供一个对应零差分输入时的偏置电压,而ADC的参考电压则提供比例因子。在仪表放大器的输出端和ADC的输入端之间通常接一个简单的RC低通抗混叠滤波器以减少带外噪声。设计工程师通常总想采用简单的方法,例如电阻分压器,为仪表放大器和ADC提供参考电压。因此在使用某些仪表放大器时,会产生误差。

“图7.仪表放大器驱动ADC的典型单电源电路”
图7.仪表放大器驱动ADC的典型单电源电路

正确地提供仪表放大器的参考电压

一般假设仪表放大器的参考输入端为高阻抗,因为它是一个输入端。所以使设计工程师一般总想在仪表放大器的参考端引脚接入一个高阻抗源,例如一只电阻分压器。这在某些类型仪表放大器的使用中会产生严重误差(见图8)。

“图8.错误地使用一个简单的电阻分压器直接驱动3运放仪表放大器的参考电压”
图8.错误地使用一个简单的电阻分压器直接驱动3运放仪表放大器的参考电压

例如,流行的仪表放大器设计配置使用上图所示的三运放结构。其信号总增益为

“”

参考电压输入端的增益为1(如果从低阻抗电压源输入)。但是,在上图所示的电路中,仪表放大器的参考输入端引脚直接与一个简单的分压器相连。这会改变减法器电路的对称性和分压器的分压比。这还会降低仪表放大器的共模抑制比及其增益精度。然而,如果接入R4,那么该电阻的等效电阻会变小,减小的电阻值等于从分压器的两个并联支路看过去的阻值(50 kΩ),该电路表现为一个大小为电源电压一半的低阻抗电压源被加在原值R4上,减法器电路的精度保持不变。

如果仪表放大器采用封闭的单封装形式(一个IC),则不能使用这种方法。此外,还要考虑分压电阻器的温度系数应该与R4和减法器中的电阻器保持一致。最终,参考电压将不可调。另一方面,如果尝试减小分压电阻器的阻值使增加的电阻大小可忽略,这样会增大电源电流的消耗和电路的功耗。在任何情况下,这种笨拙的方法都不是好的设计方案。

图9示出了一个更好的解决方案,在分压器和仪表放大器参考电压输入端之间加一个低功耗运算放大器缓冲器。这会消除阻抗匹配和温度系数匹配的问题,而且很容易对参考电压进行调节。

“图9.利用低输出阻抗运算放大器驱动仪表放大器的参考电压输入端”
图9.利用低输出阻抗运算放大器驱动仪表放大器的参考电压输入端

当从电源电压利用分压器为放大器提供参考电压时应保证PSR性能

一个经常忽视的问题是电源电压VS的任何噪声、瞬变或漂移都会通过参考输入按照分压比经过衰减后直接加在输出端。实际的解决方案包括旁路滤波以及甚至使用精密参考电压IC产生的参考电压,例如ADR121,代替VS分压。

当设计带有仪表放大器和运算放大器的电路时,这方面的考虑很重要。电源电压抑制技术用来隔离放大器免受其电源电压中的交流声、噪声和任何瞬态电压变化的影响。这是非常重要的,因为许多实际电路都包含、连接着或存在于只能提供非理想的电源电压的环境之中。另外电力线中的交流信号会反馈到电路中被放大,而且在适当的条件下会引起寄生振荡。

现代的运算放大器和仪表放大器都提供频率相当低的电源电压抑制(PSR)能力作为其设计的一部分。这在大多数工程师看来是理所当然的。许多现代的运算放大器和仪表放大器的PSR指标在80~100dB以上,可以将电源电压的变化影响衰减到1/10,000~1/100,000。甚至最适度的40 dB PSR的放大器隔离对电源也可以起到1/100的抑制作用。不过,总是需要高频旁路电容(正如图1~7所示)并且经常起到重要作用。

此外,当设计工程师采用简单的电源电压电阻分压器并且用一只运算放大器缓冲器为仪表放大器提供参考电压时,电源电压中的任何变化都会通过该电路不经衰减直接进入仪表放大器的输出级。因此,除非提供低通滤波器,否则IC通常优良的PSR性能会丢失。

在图10中,在分压器的输出端增加一个大电容器以滤除电源电压的变化并且保证PSR性能。滤波器的-3 dB极点由电阻器R1/R2并联和电容器C1决定。-3 dB极点应当设置在最低有用频率的1/10处。

“图10.保证PSR性能的参考端退耦电路”
图10.保证PSR性能的参考端退耦电路

上面示出的CF试用值能够提供大约0.03 Hz的–3 dB极点频率。接在R3两端的小电容器(0.01 μF)可使电阻器噪声最小。

该滤波器充电需要时间。按照试用值,参考输入的上升时间应是时间常数的几倍(这里T=R3Cf= 5 s),或10~15s。

图11中的电路做了进一步改进。这里,运算放大器缓冲器起到一个有源滤波器的作用,它允许使用电容值小很多的电容器对同样大的电源退耦。此外,有源滤波器可以用来提高Q值从而加快导通时间。

“图11.将运算放大器缓冲器接成有源滤波器驱动仪表放大器的参考输入引脚”
图11.将运算放大器缓冲器接成有源滤波器驱动仪表放大器的参考输入引脚

测试结果:利用上图所示的元件值,施加12 V电源电压,对仪表放大器的6 V参考电压提供滤波。将仪表放大器的增益设置为1,采用频率变化的1 VP-P正弦信号调制12 V电源。在这样的条件下,随着频率的减小,一直减到大约8 Hz时,我们在示波器上看不到AC信号。当对仪表放大器施加低幅度输入信号时,该电路的测试电源电压范围是4 V到25 V以上。电路的导通时间大约为2 s。

单电源运算放大器电路的退耦

最后,单电源运算放大器电路需要偏置共模输入电压幅度以控制AC信号的正向摆幅和负向摆幅。当从电源电压利用分压器提供偏置电压时,为了保证PSR的性能就需要合适的退耦。

一种常用但不正确的方法是利用100 kΩ/100 kΩ电阻分压器(加0.1μF旁路电容)提供VS/2给运算放大器的同相输入端。使用这样小的电容值对电源退耦通常是不够的,因为极点仅为32 Hz。电路出现不稳定(“低频振荡”),特别是在驱动感性负载时。

图12(反相输入)和图13(同相输入)示出了达到最佳退耦结果的VS/2偏置电路。在两种情况中,偏置电压加在同相输入端,反馈到反向输入端以保证相同的偏置电压,并且单位DC增益也要偏置相同的输出电压。耦合电容器C1使低频增益从BW3降到单位增益。

“图12.单电源同相输入放大器电路正确的电源退耦方案。中频增益=1+R2/R1”
图12.单电源同相输入放大器电路正确的电源退耦方案。中频增益=1+R2/R1

如上图所示,当采用100 kΩ/100 kΩ电阻分压器时一个好的经验是,为获得0.3 Hz的–3 dB截止频率,应当选用的C2最小为10 ΩF,。而100 μF(0.03 Hz)实际上对所有电路都足够了。

“图13.单电源反相输入放大器正确的退耦电路,中频增益=-R2/R1
图13.单电源反相输入放大器正确的退耦电路,中频增益=-R2/R1

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围观 44

发现这些细节,就能拯救电路。很多人都一样,我们很多工程师在完成一个项目后,发现整个项目大部分的时间都花在“调试检测电路整改电路”这个阶段,也正是这个阶段,很多项目没有办法进行下去,停滞在那边。想要快速完成项目,摆脱实验调试时的烦闷,苦恼不知道问题出在哪里,就快点了解下面这些电路设计中的细节!

“”

(1)为了获得具有良好稳定性的反馈电路,通常要求在反馈环外面使用一个小电阻或扼流圈给容性负载提供一个缓冲。

(2)积分反馈电路通常需要一个小电阻(约560欧)与每个大于10pF的积分电容串联。

“”

(3)在反馈环外不要使用主动电路进行滤波或控制EMC的RF带宽,而只能使用被动元件(最好为RC电路)。仅仅在运放的开环增益比闭环增益大的频率下,积分反馈方法才有效。在更高的频率下,积分电路不能控制频率响应。

(4)为了获得一个稳定的线性电路,所有连接必须使用被动滤波器或其他抑制方法(如光电隔离)进行保护。

(5)使用EMC滤波器,并且与IC相关的滤波器都应该和本地的0V参考平面连接。

(6)在外部电缆的连接处应该放置输入输出滤波器,任何在没有屏蔽系统内部的导线连接处都需要滤波,因为存在天线效应。另外,在具有数字信号处理或开关模式的变换器的屏蔽系统内部的导线连接处也需要滤波。

(7)在模拟IC的电源和地参考引脚需要高质量的RF去耦,这一点与数字IC一样。但是模拟IC通常需要低频的电源去耦,因为模拟元件的电源噪声抑制比(PSRR)在高于1KHz后增加很少。在每个运放、比较器和数据转换器的模拟电源走线上都应该使用RC或LC滤波。电源滤波器的拐角频率应该对器件的PSRR拐角频率和斜率进行补偿,从而在整个工作频率范围内获得所期望的PSRR。

“”

(8)对于高速模拟信号,根据其连接长度和通信的最高频率,传输线技术是必需的。即使是低频信号,使用传输线技术也可以改善其抗干扰性,但是没有正确匹配的传输线将会产生天线效应。

(9)避免使用高阻抗的输入或输出,它们对于电场是非常敏感的。

(10)由于大部分的辐射是由共模电压和电流产生的,并且因为大部分环境的电磁干扰都是共模问题产生的,因此在模拟电路中使用平衡的发送和接收(差分模式)技术将具有很好的 EMC效果,而且可以减少串扰。平衡电路(差分电路)驱动不会使用0V参考系统作为返回电流回路,因此可以避免大的电流环路,从而减少RF辐射。

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(11)比较器必须具有滞后(正反馈),以防止因为噪声和干扰而产生的错误的输出变换,也可以防止在断路点产生振荡。不要使用比需要速度更快的比较器(将dV/dt保持在满足要求的范围内,尽可能低)。

(12)有些模拟IC本身对射频场特别敏感,因此常常需要使用一个安装在PCB上,并且与 PCB的地平面相连接的小金属屏蔽盒,对这样的模拟元件进行屏蔽。

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围观 27

与分立器件相比,现代集成运算放大器(op amp)和仪表放大器(in-amp)为设计工程师带来了许多好处。虽然提供了许多巧妙、有用并且吸引人的电路。往往都是这样,由于仓促地组装电路而会忽视了一些非常基本的问题,从而导致电路不能实现预期功能 - 或者可能根本不工作。本文将讨论一些最常见的应用问题,并给出实用的解决方案。

AC耦合时缺少DC偏置电流回路

最常遇到的一个应用问题是在交流(AC)耦合运算放大器或仪表放大器电路中没有提供偏置电流的直流(DC)回路。在图1中,一只电容器与运算放大器的同相输入端串联以实现AC耦合,这是一种隔离输入电压(VIN)的DC分量的简单方法。这在高增益应用中尤其有用,在那些应用中哪怕运算放大器输入端很小的直流电压都会限制动态范围,甚至导致输出饱和。然而,在高阻抗输入端加电容耦合,而不为同相输入端的电流提供DC通路,会出现问题。

“图1.错误的运算放大器AC耦合”
图1.错误的运算放大器AC耦合

实际上,输入偏置电流会流入耦合的电容器,并为它充电,直到超过放大器输入电路的共模电压的额定值或使输出达到极限。根据输入偏置电流的极性,电容器会充电到电源的正电压或负电压。放大器的闭环DC增益放大偏置电压。

这个过程可能会需要很长时间。例如,一只场效应管(FET)输入放大器,当1 pA的偏置电流与一个0.1μF电容器耦合时,其充电速率I/C为10–12/10–7=10 μV/s,或每分钟600μV。如果增益为100,那么输出漂移为每分钟0.06 V。因此,一般实验室测试(使用AC耦合示波器)无法检测到这个问题,而电路在数小时之后才会出现问题。显然,完全避免这个问题非常重要。

“图2.正确的双电源供电运算放大器AC耦合输入方法”
图2.正确的双电源供电运算放大器

图2示出了对这常见问题的一种简单的解决方案。这里,在运算放大器输入端和地之间接一只电阻器,为输入偏置电流提供一个对地回路。为了使输入偏置电流造成的失调电压最小,当使用双极性运算放大器时,应该使其两个输入端的偏置电流相等,所以通常应将R1的电阻值设置成等于R2和R3的并联阻值。

然而,应该注意的是,该电阻器R1总会在电路中引入一些噪声,因此要在电路输入阻抗、输入耦合电容器的尺寸和电阻器引起的Johnson噪声之间进行折衷。典型的电阻器阻值一般在100,000Ω ~1 MΩ之间。

类似的问题也会出现在仪表放大器电路中。图3示出了使用两只电容器进行AC耦合的仪表放大器电路,没有提供输入偏置电流的返回路径。这个问题在使用双电源(图3a)和单电源(图3b)供电的仪表放大器电路中很常见。

“图3.不工作的AC耦合仪表放大器实例”
图3.不工作的AC耦合仪表放大器实例

这类问题也会出现在变压器耦合放大器电路中,如图4所示,如果变压器次级电路中没有提供DC对地回路,该问题就会出现。

“图4.不工作的变压器耦合仪表放大器电路”
图4.不工作的变压器耦合仪表放大器电路

图5和图6示出了这些电路的简单解决方案。这里,在每一个输入端和地之间都接一个高阻值的电阻器(RA,BR)。这是一种适合双电源仪表放大器电路的简单而实用的解决方案。

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a.双电源. b.单电源.

这两只电阻器为输入偏置电流提供了一个放电回路。在图5所示的双电源例子中,两个输入端的参考端都接地。在图5b所示的单电源例子中,两个输入端的参考端或者接地(VCM接地)或者接一个偏置电压,通常为最大输入电压的一半。

同样的原则也可以应用到变压器耦合输入电路(见图6),除非变压器的次级有中间抽头,它可以接地或接VCM。

在该电路中,由于两只输入电阻器之间的失配和(或)两端输入偏置电流的失配会产生一个小的失调电压误差。为了使失调误差最小,在仪表放大器的两个输入端之间可以再接一只电阻器(即桥接在两只电阻器之间),其阻值大约为前两只电阻器的1/10(但与差分源阻抗相比仍然很大)。

“图6.正确的仪表放大器变压器输入耦合方法”
图6.正确的仪表放大器变压器输入耦合方法

为仪表放大器、运算放大器和ADC提供参考电压

图7示出一个仪表放大器驱动一个单端输入的模数转换器(ADC)的单电源电路。该放大器的参考电压提供一个对应零差分输入时的偏置电压,而ADC的参考电压则提供比例因子。在仪表放大器的输出端和ADC的输入端之间通常接一个简单的RC低通抗混叠滤波器以减少带外噪声。设计工程师通常总想采用简单的方法,例如电阻分压器,为仪表放大器和ADC提供参考电压。因此在使用某些仪表放大器时,会产生误差。

“图7.仪表放大器驱动ADC的典型单电源电路”
图7.仪表放大器驱动ADC的典型单电源电路

正确地提供仪表放大器的参考电压

一般假设仪表放大器的参考输入端为高阻抗,因为它是一个输入端。所以使设计工程师一般总想在仪表放大器的参考端引脚接入一个高阻抗源,例如一只电阻分压器。这在某些类型仪表放大器的使用中会产生严重误差(见图8)。

“图8.错误地使用一个简单的电阻分压器直接驱动3运放仪表放大器的参考电压”
图8.错误地使用一个简单的电阻分压器直接驱动3运放仪表放大器的参考电压

例如,流行的仪表放大器设计配置使用上图所示的三运放结构。其信号总增益为

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参考电压输入端的增益为1(如果从低阻抗电压源输入)。但是,在上图所示的电路中,仪表放大器的参考输入端引脚直接与一个简单的分压器相连。这会改变减法器电路的对称性和分压器的分压比。这还会降低仪表放大器的共模抑制比及其增益精度。然而,如果接入R4,那么该电阻的等效电阻会变小,减小的电阻值等于从分压器的两个并联支路看过去的阻值(50 kΩ),该电路表现为一个大小为电源电压一半的低阻抗电压源被加在原值R4上,减法器电路的精度保持不变。

如果仪表放大器采用封闭的单封装形式(一个IC),则不能使用这种方法。此外,还要考虑分压电阻器的温度系数应该与R4和减法器中的电阻器保持一致。最终,参考电压将不可调。另一方面,如果尝试减小分压电阻器的阻值使增加的电阻大小可忽略,这样会增大电源电流的消耗和电路的功耗。在任何情况下,这种笨拙的方法都不是好的设计方案。

图9示出了一个更好的解决方案,在分压器和仪表放大器参考电压输入端之间加一个低功耗运算放大器缓冲器。这会消除阻抗匹配和温度系数匹配的问题,而且很容易对参考电压进行调节。

“图9.利用低输出阻抗运算放大器驱动仪表放大器的参考电压输入端”
图9.利用低输出阻抗运算放大器驱动仪表放大器的参考电压输入端

当从电源电压利用分压器为放大器提供参考电压时应保证PSR性能

一个经常忽视的问题是电源电压VS的任何噪声、瞬变或漂移都会通过参考输入按照分压比经过衰减后直接加在输出端。实际的解决方案包括旁路滤波以及甚至使用精密参考电压IC产生的参考电压,例如ADR121,代替VS分压。

当设计带有仪表放大器和运算放大器的电路时,这方面的考虑很重要。电源电压抑制技术用来隔离放大器免受其电源电压中的交流声、噪声和任何瞬态电压变化的影响。这是非常重要的,因为许多实际电路都包含、连接着或存在于只能提供非理想的电源电压的环境之中。另外电力线中的交流信号会反馈到电路中被放大,而且在适当的条件下会引起寄生振荡。

现代的运算放大器和仪表放大器都提供频率相当低的电源电压抑制(PSR)能力作为其设计的一部分。这在大多数工程师看来是理所当然的。许多现代的运算放大器和仪表放大器的PSR指标在80~100dB以上,可以将电源电压的变化影响衰减到1/10,000~1/100,000。甚至最适度的40 dB PSR的放大器隔离对电源也可以起到1/100的抑制作用。不过,总是需要高频旁路电容(正如图1~7所示)并且经常起到重要作用。

此外,当设计工程师采用简单的电源电压电阻分压器并且用一只运算放大器缓冲器为仪表放大器提供参考电压时,电源电压中的任何变化都会通过该电路不经衰减直接进入仪表放大器的输出级。因此,除非提供低通滤波器,否则IC通常优良的PSR性能会丢失。

在图10中,在分压器的输出端增加一个大电容器以滤除电源电压的变化并且保证PSR性能。滤波器的-3 dB极点由电阻器R1/R2并联和电容器C1决定。-3 dB极点应当设置在最低有用频率的1/10处。

“图10.保证PSR性能的参考端退耦电路”
图10.保证PSR性能的参考端退耦电路

上面示出的CF试用值能够提供大约0.03 Hz的–3 dB极点频率。接在R3两端的小电容器(0.01 μF)可使电阻器噪声最小。

该滤波器充电需要时间。按照试用值,参考输入的上升时间应是时间常数的几倍(这里T=R3Cf= 5 s),或10~15s。

图11中的电路做了进一步改进。这里,运算放大器缓冲器起到一个有源滤波器的作用,它允许使用电容值小很多的电容器对同样大的电源退耦。此外,有源滤波器可以用来提高Q值从而加快导通时间。

“图11.将运算放大器缓冲器接成有源滤波器驱动仪表放大器的参考输入引脚”
图11.将运算放大器缓冲器接成有源滤波器驱动仪表放大器的参考输入引脚

测试结果:利用上图所示的元件值,施加12 V电源电压,对仪表放大器的6 V参考电压提供滤波。将仪表放大器的增益设置为1,采用频率变化的1 VP-P正弦信号调制12 V电源。在这样的条件下,随着频率的减小,一直减到大约8 Hz时,我们在示波器上看不到AC信号。当对仪表放大器施加低幅度输入信号时,该电路的测试电源电压范围是4 V到25 V以上。电路的导通时间大约为2 s。

单电源运算放大器电路的退耦

最后,单电源运算放大器电路需要偏置共模输入电压幅度以控制AC信号的正向摆幅和负向摆幅。当从电源电压利用分压器提供偏置电压时,为了保证PSR的性能就需要合适的退耦。

一种常用但不正确的方法是利用100 kΩ/100 kΩ电阻分压器(加0.1μF旁路电容)提供VS/2给运算放大器的同相输入端。使用这样小的电容值对电源退耦通常是不够的,因为极点仅为32 Hz。电路出现不稳定(“低频振荡”),特别是在驱动感性负载时。

图12(反相输入)和图13(同相输入)示出了达到最佳退耦结果的VS/2偏置电路。在两种情况中,偏置电压加在同相输入端,反馈到反向输入端以保证相同的偏置电压,并且单位DC增益也要偏置相同的输出电压。耦合电容器C1使低频增益从BW3降到单位增益。

“图12.单电源同相输入放大器电路正确的电源退耦方案。中频增益=1+R2/R1”
图12.单电源同相输入放大器电路正确的电源退耦方案。中频增益=1+R2/R1

如上图所示,当采用100 kΩ/100 kΩ电阻分压器时一个好的经验是,为获得0.3 Hz的–3 dB截止频率,应当选用的C2最小为10 ΩF,。而100 μF(0.03 Hz)实际上对所有电路都足够了。

“图13.单电源反相输入放大器正确的退耦电路,中频增益=
图13.单电源反相输入放大器正确的退耦电路,中频增益= – R2/R1

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围观 39

我们并不指望采用一个 5V 低功率运放来产生一个具 –100dBc 失真的正弦波。虽然如此,采用 LTC6258 的带通滤波器仍然能够与一个易用型低功率振荡器相组合,以在低成本、低电压和极低功耗的情况下产生实用正弦波。

LTC6258 为何如此“神奇”呢?

有源滤波器

图 1 所示的带通滤波器是 AC 耦合至一个输入。因此,LTC6258 输入并没有给前一个电路级施加负担来生成一个特定的绝对共模电压。一个由 RA1 和 RA2 构成的简单电阻分压器负责为 LTC6258 带通滤波器提供偏置。把运放输入规定在一个固定的电压有助于减小可能由于共模的移动而出现的失真。
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该滤波器的中心频率为 10kHz。确切的电阻和电容值可以向上或向下微调,这取决于最重要的是实现最低的电阻噪声还是最小的总电源电流。该实施方案通过减小反馈环路中的电流以为低功耗实现优化。电容器 C2 和 C3 最初为 4.7nF 或更高,并采用较低的电阻器阻值。最后,为实现较低的功耗采用了 1nF 电容器和较高阻值的电阻器。

除了功耗之外,反馈阻抗第二个同样重要的方面是运放轨至轨输出级的负载。较重的负载 (例如:介于 1K 和 10K之间的阻抗) 显著地降低开环增益,这反过来又影响着带通滤波器的准确度。产品手册建议把 AVOL 降低 5 倍 (阻抗从 100kΩ 至 10kΩ)。采用较低的 C2 和 C3 可能是可行的,但是这样 R6 会变得更大,从而在输出端上引起更大的噪声。

该带通滤波器的目标 Q 值是适中的,大约为 3。一个适中的 Q 值 (而不是高 Q 值) 允许使用准确度为 5% 的电容器。较高的 Q 值将要求使用更准确的电容器,而且非常有可能需要高于采用反馈阻抗负载可提供的开环增益 (在 10kHz)。当然,与较高的 Q 值相比,适中的 Q 值所产生的谐波衰减幅度会较小。
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增设振荡器

通过把一个方波驱动至带通滤波器中可获得一个低功率正弦波发生器。在图 3 示出了一个完整的电路原理图。LTC6906 微功率电阻器设定的振荡器可容易地配置为一个 10kHz 方波,并能驱动带通滤波器输入电阻器中相对温和的负载。LTC6906 在 10kHz 时的电源电流为 32.4μA。

图 4 示出了 LTC6906 输出和带通滤波器输出。正弦波的 HD2 为 –46.1dBc,HD3 为 –32.6dBc。输出为1.34VP-P 至 1.44VP-P,具有由于有限的运放开环增益 (在 10kHz) 引起轻微变化的精确电平。当采用一个 3V 电源轨时,总的电流消耗低于 55μA。

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其他增强功能

图 5 示出了可任选的增强功能。一个低功率基准利用了 LTC6906 和 LTC6258 的能力以在非常低的电源工作。该基准从一个电池输入提供 2.5V。固定的 2.5V 电源可在输入电压变化的情况下稳定输出电压摆幅。此外,更低的滤波器电容值和较高的电阻进一步减小了 LTC6258 的负载,从而可降低功耗并改善滤波器的准确度。

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结论

LTC6258 / LTC6259 / LTC6260 系列 (单、双、四路) 可在 20μA 的低电源电流下提供 1.3MHz 增益带宽,并具有 400μV 的最大失调电压以及轨至轨输入和输出。结合 1.8V 至 5.25V 电源,这些运放可实现要求在低功率和低电压条件下以低成本提供卓越性能的应用。

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