锁相环(PLL)是现代通信系统的基本构建模块PLLs 通常用在无线电接收机或发射机中,主要提供"本振"(LO)功能;也可用于时钟信号分配和降噪,而且越来越多地用作高采样速率模数或数模转换的时钟源。

由于每一代PLL的噪声性能都在改善,因此电源噪声的影响变得越来越明显,某些情况下甚至可限制噪声性能。我们今天讨论下图1所示的基本PLL方案,并考察每个构建模块的电源管理要求。

图1.显示各种电源管理要求的基本锁相环
图1.显示各种电源管理要求的基本锁相环

PLL中,反馈控制环路驱动电压控制振荡器(VCO),使振荡器频率(或相位)精确跟踪所施加基准频率的倍数。许多优秀的参考文献 (例如Best的锁相环),解释了PLL的数学分析;ADI的ADIsimPLL™等仿真工具则对了解环路传递函数和计算很有帮助。下面让我们依次考察一下PLL构建模块。

VCO和VCO推压

电压控制振荡器将来自鉴相器的误差电压转换成输出频率。器件"增益"定义为KVCO,通常以MHz/V表示。电压控制可变电容二极管(变容二极管)常用于调节VCO内的频率。VCO的增益通常足以提供充分的频率覆盖范围,但仍不足以降低相位噪声,因为任何变容二极管噪声都会被放大KVCO倍,进而增加输出相位噪声。

多频段集成VCO的出现,例如用于频率合成器ADF4350的集成VCO,可避免在KVCO与频率覆盖范围间进行取舍,使PLL设计人员可以使用包含数个中等增益VCO的IC以及智能频段切换程序,根据已编程的输出频率选择适当的频段。这种频段分割提供了宽广的总体范围和较低噪声。

除了需要从输入电压变化转换至输出频率变化(KVCO),外,电源波动也会给输出频率变化带来干扰成分。VCO对电源波动的灵敏度定义为VCO 推压 (Kpushing),通常是所需KVCO的一小部分。例如,Kpushing 通常是KVCO的5%至20%。因此,对于高增益VCO,推压效应增大,VCO电源的噪声贡献就更加举足轻重。

VCO推压的测量方法如下:向VTUNE引脚施加直流调谐电压,改变电源电压并测量频率变化。推压系数是频率变化与电压变化之比,如表1所示,使用的是ADF4350 PLL。

表1. ADF4350 VCO推压测
表1. ADF4350 VCO推压测

另一种方法:将低频方波直流耦合至电源内,同时观察VCO频谱任一侧上的频移键控 (FSK)调制峰值(图2)。峰值间频率偏差除以方波幅度,便得出VCO推压系数。该测量方法比静态直流测试更精确,因为消除了与直流输入电压变化相关的任何热效应。

图2.ADF4350 VCO通过10kHz、0.6vp-p方波响应电源调制的频谱分析仪曲线图
图2.ADF4350 VCO通过10kHz、0.6vp-p方波响应电源调制的频谱分析仪曲线图

图2显示ADF4350 VCO输出在3.3 GHz、对标称3.3 V电源施加10 kHz、0.6 Vp-p方波时的频谱分析仪曲线图。对于1.62 MHz/0.6 V或2.7 MHz/V的推压系数,最终偏差为3326.51 MHz – 3324.89 MHz = 1.62 MHz。该结果可与表1中的静态测量 2.3 MHz/V比较。

在PLL系统中,较高的VCO推压意味着VCO电源噪声的增加倍数更大。为尽可能降低对VCO相位噪声的影响,需要低噪声电源。

不同低压差调节器(LDO)如何影响PLL相位噪声?

举个例子,ADP3334调节器的集成均方根噪声为27 μV(40多年来,从10 Hz至100 kHz)。该结果可与ADF4350评估板上使用的LDO ADP150的9 μV比较。图3中可以看出已测量PLL相位噪声频谱密度的差异。测量使用4.4 GHz VCO频率进行,其中VCO推压为最大值(表1),因此属于最差情况结果。ADP150调节器噪声足够低,因此对 VCO噪声的贡献可以忽略不计,使用两节(假定"无噪声")AA电池重复测量可确认这一点。

图3.使用ADP3334和ADP150LDO对(AA电池)供电时ADF4350在4.4GHz下的相位噪声比较
图3.使用ADP3334和ADP150LDO对(AA电池)供电时ADF4350在4.4GHz下的相位噪声比较

图3强调了低噪声电源对于ADF4350的重要性,但对电源或 LDO的噪声该如何要求呢?

与VCO噪声类似,LDO的相位噪声贡献可以看成加性成分ΦLDO(t), 如图4所示。

图4.小信号加性vco电源噪声模型
图4.小信号加性vco电源噪声模型

再次使用VCO超额相位表达式得到:

或者在频域中为:

其中vLDO(f)是LDO的电压噪声频谱密度。

1 Hz带宽内的单边带电源频谱密度SΦ(f)由下式得出:

以dB表示时,用于计算电源噪声引起的相位噪声贡献的公式如下:

其中L(LDO) 是失调为f时,调节器对VCO相位噪声(以dBc/Hz表示)的噪声贡献;f; Kpushing是VCO推压系数,以Hz/V表示;vLDO(f)是给定频率偏移下的噪声频谱密度,以V/√Hz表示.

在自由模式VCO中,总噪声为LLDO值加VCO噪声。以dB表示则为:

例如,试考虑推压系数为10 MHz/V、在100 kHz偏移下测得相位噪声为–116 dBc/Hz的VCO:要在100 kHz下不降低VCO噪声性能,所需的电源噪声频谱密度是多少?电源噪声和VCO噪声作为方和根添加,因此电源噪声应比VCO噪声至少低6 dB,以便将噪声贡献降至最低。所以LLDO应小于–122 dBc/Hz。使用公式1,

求解vLDO(f),

在100 kHz偏移下,vLDO(f)= 11.2 nV/√

给定偏移下的LDO噪声频谱密度通常可通过LDO数据手册的典型性能曲线读取。

当VCO连接在负反馈PLL内时,LDO噪声以类似于VCO噪声的方式通过PLL环路滤波器进行高通滤波。因此,上述公式仅适用于大于PLL环路带宽的频率偏移。在PLL环路带宽内,PLL可成功跟踪并滤 LDO噪声,从而降低其噪声贡献。

LDO滤波

要改善LDO噪声,通常有两种选择:使用具有更少噪声的LDO,或者对LDO输出进行后置滤波。当无滤波器的噪声要求超过经济型LDO的能力时,滤波选项可能是不错的选择。简单的LC π 滤波器通常足以将带外LDO噪声降低20 dB(图5)。

图5.用于衰减LDO噪声的LCπ滤波器
图5.用于衰减LDO噪声的LCπ滤波器

选择器件时需要非常小心。典型电感为微亨利范围内(使用铁氧体磁芯),因此需要考虑电感数据手册中指定的饱和电流 (ISAT),作为电感下降10%时的直流电平。VCO消耗的电流应小于ISAT. 有效串联电阻(ESR)也是一个问题,因为它会造成滤波器两端的IR压降。对于消耗300 mA直流电流的微波VCO,需要ESR小于0.33 ?的电感,以产生小于100 mV的IR压降。较低的非零ESR还可抑制滤波器响应并改善LDO稳定性。为此,选择具有极低寄生ESR的电容并添加专用串联电阻可能较为实际。上述方案可使用可下载的器件评估器如NI Multisim™在SPICE 中轻松实现仿真。

电荷泵和滤波器

电荷泵将鉴相器误差电压转换为电流脉冲,并通过PLL环路滤波器进行积分和平滑处理。电荷泵通常可在最多低于其电源电压(VP)0.5 V的电压下工作。例如,如果最大电荷泵电源为5.5 V,那么电荷泵只能在最高5 V输出电压下工作。如果VCO需要更高的调谐电压,则通常需要有源滤波器。有关实际PLL的有用信息和参考设计,请参见电路笔记CN-0174,5处理高压的方式请参见"利用高压VCO设计高性能锁相环,"该文章发表于模拟对话第43卷第4期(2009)。有源滤波器的替代方案是使用PLL和针对更高电压设计的电荷泵,例如ADF4150HV.ADF4150HV可使用高达30 V的电荷泵电压工作,从而在许多情况中省去了有源滤波器。

电荷泵的低功耗使其看似颇具吸引力,可使用升压转换器从较低的电源电压产生高电荷泵电压,然而与此类DC-DC转换器相关的开关频率纹波可能在VCO的输出端产生干扰杂散音。高PLL杂散可能造成发射机发射屏蔽测试失败,或者降低接收机系统内的灵敏度和带外阻塞性能。为帮助指导转换器纹波的规格,使用图6的测量设置针对各种PLL环路带宽获得全面电源抑制曲线图与频率的关系。

图6.测量电荷泵电源抑制的设置
图6.测量电荷泵电源抑制的设置

17.4 mV (–22 dBm)的纹波信号经交流耦合至电源电压,并在频率范围内进行扫描。在每一频率下测量杂散水平,并根据–22dBm输入与杂散输出电平间的差异(以dB表示)计算PSR。留在适当位置的0.1 μF和1 nF电荷泵电源去耦电容为耦合信号提供一定衰减,因此发生器处的信号电平增加,直至在各频率点下引脚上直接测得17.4 mV。结果如图7所示。

图7.ADF4150HF电荷泵电源抑制曲线图
图7.ADF4150HF电荷泵电源抑制曲线图

在PLL环路带宽内,随着频率增加,电源抑制最初变差。随着频率接近PLL环路带宽,纹波频率以类似于基准噪声的方式衰减,PSR改善。该曲线图显示,需要具有较高开关频率(理想情况下大于1 MHz)的升压转换器,以便尽可能降低开关杂散。另外,PLL环路带宽应尽可能降至最低。

1.3 MHz时,ADP1613就是一款合适的升压转换器。如果将PLL环路带宽设置为10 kHz,PSR可能达到大约90 dB;环路带宽为80 kHz时,PSR为50 dB。首先解决PLL杂散水平要求后,可以回头决定升压转换器输出所需的纹波电平。例如,如果PLL需要小于–80 dBm的杂散,且PSR为50 dB,则电荷泵电源输入端的纹波功率需小–30 dBm,即20 mVp-p。如果在电荷泵电源引脚附近放置足够的去耦电容,上述水平的纹波电压可使用纹波滤波器轻松实现。例如,100 nF去耦电容在1.3MHz时可提供20 dB以上的纹波衰减。应小心使用具有适当电压额定值的电容;例如,如果升压转换器产生18 V电源,应使用具有20V或更高额定值的电容。

使用基于Excel的设计工具ADP161x.可以简化升压转换器和纹波滤波器的设计。图8显示用于5 V输入至20 V输出设计的用户输入。为将转换器级输出端的电压纹波降至最低,该设计选择噪声滤波器选项,并将VOUT 纹波场设定为最小值。高压电荷泵的功耗为2 mA(最大值),因此 IOUT为10 mA以提供裕量。该设计使用20 kHz的PLL环路带宽,通过ADF4150HV评估板,进行测试。根据图7,可能获得约70dB的PSR。由于PSR极佳,此设置未在VCO输出端呈现明显的开关杂散(< –110 dBm),即使是在省去噪声滤波器时。

图8.ADP1613升压转换器EXCEL设计工具
图8.ADP1613升压转换器EXCEL设计工具

作为最终实验,将高压电荷泵的PSR与有源滤波器(目前用于产生高VCO调谐电压的最常见拓扑结构)进行比较。为执行测量,使用无源环路滤波器将幅度为1 Vp-p的交流信号注入ADF4150HV的电荷泵电源(VP)与图6的测量设置相同。后以有源滤波器代替相等带宽的无源滤波器,重复相同的测量。所用的有源滤波器为CPA_PPFFBP1型,如ADIsimPLL所述(图9)。

图9.ADlsimPLL中CPA_PPFFBP1滤波器设计的屏幕视图。
图9.ADlsimPLL中CPA_PPFFBP1滤波器设计的屏幕视图。

为提供公平的比较,电荷泵和运算放大器电源引脚上的去耦相同,即10 μF、10 nF和10 pF电容并联。

测量结果显示于图10中:与有源滤波器相比,高压电荷泵的开关杂散水平降低了40 dB至45 dB。利用高压电荷泵改善的杂散水平部分可解释为通过有源滤波器看到的环路滤波器衰减更小,其中注入的纹波在第一极点之后,而在无源滤波器中注入的纹波位于输入端。

图10.有源环路滤波器与高压无源滤波器的电源纹波电平
图10.有源环路滤波器与高压无源滤波器的电源纹波电平

最后一点:图1所示的第三电源电轨(分压器电源,最后一点:图1所示的第三电源电轨(分压器电源,AVDD/DVDD—与VCO 和电荷泵电源相比具有较宽松的电源要求,因为PLL(AVDD)的RF部分通常是具有稳定带隙参考偏置电压的双极性ECL逻辑级,所以相对不受电源影响。另外,数字CMOS模块本质上对电源噪声具有更强的抵抗力。因此,建议选择(DVDD)能够满足此电轨电压和电流要求的中等性能LDO,并在所有电源引脚附近充分去耦;通常100 nF和10 pF并联就够了。

结束语

以上已讨论主要PLL模块的电源管理要求,并针对VCO和电荷泵电源推算出规格。ADI为电源管理和PLL IC提供多种设计支持工具,包括参考电路和解决方案,还有各种仿真工具,如ADIsimPLL和ADIsimPower。在了解了电源噪声和纹波对PLL性能的影响后,您可以回头推算电源管理模块的规格,进而实现性能最佳的PLL设计。

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围观 7

作者:Bill Schweber 贸泽电子

当电气工程师使用“电源管理”这个词语时,大多数人会想到通过转换器、调节器以及其他具有功率处理和功率转换功能的器件构成的各种直流电源。但是,电源管理还远不止这些功能。由于效率低下所有电源都会发热并且所有元件都必须散热。

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因此,电源管理也涉及到热量管理,尤其是功耗相关功能的耗散会如何影响热设计和热量累积。此外,即使元件和系统都在规格范围内持续工作,但随着元件参数漂移,温度增加将会引起性能的变化。如果不是彻头彻尾的失败,这可能导致最终的系统故障。热量也会缩短组件寿命,进而缩短平均故障时间,这也是保证长期可靠性需要考虑的因素。

有两个热管理的观点,设计人员必须审查:

  • “微观”视图,其中单个组件由于过度自耗散而处于过热的危险中,但系统的其余部分(及其外壳)在可接受范围内。
  • 宏观情况,由于多个源的热量累积而导致整个系统温度过高。

一个设计难点是要确定多少热量管理问题是由于微观与宏观相对造成的以及这两者相关的程度。很显然,一个高温的部件 - 甚至温度超过了其允许的极限-将会导致系统升温,但这并不一定意味着整个系统都很热。但是,这意味着组件多余的热量必须被管理和减少。

在讨论热管理和使用诸如“散热”或“排热”等短语时总要牢记在心的一个问题是:热量要散发到哪里? 愤世嫉俗的人可能会说,设计师的挑战是找到某个地方散发热量,从而使他或她的问题变成别人的问题。

虽然这个观点确实有点愤世嫉俗,但确实是有道理的。挑战是将热量传递到较冷的地方,以免对系统产生不利的影响。 这可能是系统和机箱的相邻部分,或者可能完全在机箱外部(只有外部比内部温度低时才有可能)。 还要记住热力学定律之一:除非使用某种主动泵送机械,否则热量只能从温度高的位置传递到温度低的位置。

热管理解决方案

热量管理由物理学基本原理来掌控。在冷却模式下,热传导有三种方式:辐射,传导和对流(图1):

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图1:热传递有三种机制,而在特定情况下各种机制的程度不同(来源:Kmecfiunit / CC BY-SA 4.0)

最简单的说法是:

  • 辐射是指电磁辐射(主要是红外线)带走的热量,并且可以发生在真空中。 在大多数应用中,这不是主要的冷却因素; 在太空真空中就是一个例外,在太空中,辐射是从宇宙飞船吸走热量的唯一途径。
  • 传导是通过固体或液体的热量流动,而传热材料没有实际移动(尽管液体确实流动)。
  • 对流是如空气或水这样的流体介质携带的热量流动。

对于大多数电子系统来说,实现冷却所需的是将热量传导离开直接的热源,然后将热量传递到其他地方。 设计上的挑战是将各种热管理硬件-即原始的非电子意义上的硬件结合起来,以有效地实现所需的传导和对流。

有三个最常用的元件:散热器,热管和风扇。 散热器和热管是被动的,自供电的冷却系统,其还包括自然引发的传导和对流方法。 相比之下,风扇是一种主动的,强制冷却系统。

从散热器开始

散热器是铝或铜结构,可通过传导作用从源获取热量,并将其暴露于气流中(在某些情况下,暴露于水或其他液态流体中)以便实现对流。 它们有数千种尺寸和形状,从连接单个晶体管(图2)的小型冲压金属翅片到连接具有许多可以拦截对流空气流并将热量传输到该气流(图3)的翅片的大型挤压件。

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图2:Aavid Thermalloy 574502B00000G散热片旨在滑动到TO-220封装晶体管上,具有21.2C / W的热阻; 尺寸大约10×22×19毫米。 (来源:Aavid Thermalloy)

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图3:来自Cincom的较大的挤压式多翅片散热片(M-C308,M-C091,M-C092)专为大型IC和模块而设计。最小的是60×60×20mm高,最大的是60×110×25mm高。(来源:Cincom Electronics)

散热器的优点之一是没有移动部件,没有运行成本,也没有故障模式。一旦适当尺寸的散热器连接到电源上时,随着暖空气的升起,对流就会自然而然地发生,从而开始并持续形成气流。因此,当使用散热器来给源的入口到出口之间提供畅通的空气流动时,这是至关重要的。 而且,入口必须在散热器的下方并且出口在上方; 否则,热空气会停滞在热源之上,并使情况进一步恶化。

尽管散热片易于使用,但它的确有一些负面影响。 首先,传输大热量的散热片体积大,成本高,重量大。 而且,它们必须正确放置,从而可以影响或限制物理电路板的布局。 它们的翅片也可能被气流中的灰尘堵塞,从而大大降低了效率。 它们必须被正确地连接到热源上,以使热量能够畅通从源流向散热器。

首先由于在尺寸,配置以及其他因素上有如此多的散热片可供选择,这使得选择是压倒性的。 请注意,有许多通用散热器以及针对特定集成电路的散热器,例如特定处理器或现场可编程门阵列(FPGA))。

也存在不是分立元件的散热器实例。 有些集成电流使用引脚或导线将热量从其裸片和主体传导到它们的PC板上,然后用作散热片。其他的集成电路实际上在其封装下有一个铜塞; 当它被焊接到印刷电路板上时,金属块用作去除裸片热量流动的路径。 这是一种低成本而又有效的散热方式,但是这得假定其余的PC板较冷并且附近没有其他的组件也在使用该冷却板。 实际上,每台设备都试图将多余的废热排放到邻近区域,这是一场零和游戏。

增加热管

热管理工具的另一个重要器件是热管(图4)。这种被动元件与工程师所希望的“几乎没有任何东西”是接近的,因为它不需要任何形式的主动强制机制就可以将热量从点A移动到点B。 简而言之,热管是密封的包含芯和工作流体的金属管。 热管的作用是从热源吸收热量并将其传送到较冷的区域,但本身不能作为散热器。当热源附件没有足够的空间放置散热器或气流不足时便可以使用热管。 热管工作效率高,可以将热量从源头传送到便于管理的地方。

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图4:Wakefield-Vette(型号120231)的微型热管尺寸仅为6mm×1.5mm,用于传输高达25W的热负荷。 (来源:Wakefield-Vette)

热管是如何工作的? 这简单而巧妙:它实现了相变,这是热物理学的一个基本原理。 热源将工作流体转变成密封管内的蒸汽,并且蒸气伴随着热量传递到热管的冷却端。 在冷却端,蒸气冷凝成液体并释放热量,而流体返回到温度较高端。这种气液相变过程是连续运行的,并且仅由冷端和暖端的热差供电。

热管有多种直径和长度,大部分的直径大约在四分之一英寸到二分之一英寸之间,长度在几英寸到一英尺之间。 与水管一样,直径大的管道能传送更多的热量。 在冷端连接散热器或其他冷却装置可以解决局部热点阻碍散热的问题。

添加一个风扇

最后还有一些风扇(图5),它标志着背离被动,需要自供电的散热器和热管,而开始研制主动地,强制空气冷却装置诞生的第一步。 风扇既可以解决问题,又会引起头痛,所以设计师在使用时会有不同的情绪。

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图5:台达电子的30mm直径x 6.5mm深的型号为ASB0305HP-00CP4的微型风扇,采用单个+ 5V脉宽调制器(PWM)信号,能够提供约0.144m3 / min(5ft.3 / min )的气流。 它由PWM信号驱动,并包含转速计反馈信号。 (来源:台达电子)

很显然,风扇增加了成本,需要空间,而且增加了系统噪音。作为一种机电设备,风扇还容易发生故障,消耗能量并影响整个系统的效率。 但是,在许多情况下,尤其是当气流路径是弯曲的或者不畅通时,它们通常是能够获得足够气流的唯一途径。 许多应用都使用那些只有在需要降低转速的情况下才运行的热控制风扇,从而降低功耗,并采用可在最佳运行速度下降低噪音的叶片。

定义风扇能力的关键参数是每分钟空气的单位长度或单位体积流量。物理尺寸也是一个问题; 显然,低转速大风扇可以产生与高转速小风扇相同的气流,因此存在尺寸/速度的折衷。 一些设计使用内部导风板来引导气流通过热区域和散热器以获得最佳性能。

建模及综合仿真

单独使用被动冷却亦或是使用强制通风系统往往是一个困难的决定。单独的被动系统较大,但更高效和可靠,而风扇可以在不能单独使用被动冷却的情况下运行。

当然,有些情况下单独使用被动系统是不适当或者不切实际的。其中一个实例是汽车发动机热量的管理问题。早期的带有小型发动机的汽车通过汽缸顶部的翅片作为散热片。 随着发动机的变大和热负荷的增加,这些翅片变得大而笨重,因此加入循环流体作为散热器以将热量从翅片上带走,当汽车移动时空气通过该散热器流动。这也是一种被动系统。 但最终,随着发动机变得更大,被动的散热方法是不够的,除非车辆移动,否则车辆将处于过热的状态。 因此,在散热器后面增加一个风扇,不管汽车的速度如何,都会让空气通过它。

建模和仿真对于有效热管理策略至关重要,有效热管理要确定需要多少冷却以及如何实现冷却。 好消息是,这种活动比其他类型的诸如射频或电磁场的寄生和异常这类电子建模要容易和精确得多。

对于微型模型来说,热源及其所有热路径的特征在于它们的热阻,热阻由所使用的材料,质量和尺寸决定。 这显示了热量将如何从源流出,也是评估因自身耗散而导致热事故的组件的第一步,例如高耗散IC,MOSFET和绝缘栅双极晶体管(IGBT),甚至是电阻。这些设备的供应商通常提供热模型,而这些热模型能够提供从源到表面的热路径细节(图6)。

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图6:安装的FET机械模型(左)用于开发等效的热阻模型(右),用于仿真器件的散热情况。 (来源:International Rectifier/Infineon)

请注意,对于某些组件,其各个表面的温度可能不同。 例如,芯片的底面自然会比封装顶部的封面更热一些,所以供应商会设计封装以向顶部传递更多的热量,从而更好地利用顶面散热器。

一旦各组件代表的热负载已知,下一步就是宏观层次建模,这一点既简单又复杂。 作为一阶近似,通过各种热源的气流在极限允许范围内可以保持其温度。使用空气温度,非强制气流可用流量,风扇空气流量和其他因素进行基本的计算就可以大致了解这种情况。

下一步是使用各种热源模型,考虑它们的位置,印刷电路板,外壳表面以及其他因素,从而对整个产品及其包装进行更复杂的建模。 这种类型的建模基于流体动力学(CFD),可以非常准确地显示箱子中每个位置的温度(图7)。

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图7:使用流体动力学(CFD)分析,可以看到整个系统或电路板上的详细热分布情况,如由具有三个主要热源(红色)和热量可以左右流动的扩展板的PC板.(来源:德州仪器)

通过做出“假设”调整,设计人员可以通过更大的空气端口查看是否需要更多空气,确定不同的气流路径是否更有效,识别使用更大或不同散热器的差异,调查热管对于热点移动的使用情况等。 这些CFD建模软件包可生成表格数据以及散热情况的彩色图像。 诸如风扇尺寸,气流和位置的影响也要在在建模中考虑到。

最后,建模应该解决另外两个因素。首先,存在峰值与平均耗散的问题。功耗持续为1W的稳态组件与散热10W但具有10%间歇占空比的器件相比,具有不同的热影响。 原因是即使平均热耗散相同,相关的热质量和热流量也会导致不同的热分布。 大多数CFD应用程序可以将静态与动态结合起来进行分析。

其次,组件级微型模型必须考虑表面之间物理连接的不完善性,例如IC封装顶部与散热器之间的物理连接。如果这个连接有微小的差距,那么这条路径的热阻会相对较高。 出于这个原因,在这些表面之间通常使用薄的导热垫来增强路径的导热性(图8)。

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图8:通常由于微观空隙,用户可以插入导热但电绝缘的焊盘以使IC和散热片之间的热阻最小化,例如具有5.0W / mK热阻的AP PAD HC 5.0热接口高柔性硅基垫。(来源:Bergquist公司)

结论

热管理是电源管理的一个重要方面,它需要将组件和系统保持在温度限制范围内。 被动的方案从散热器和热管开始,并可能通过使用风扇进行主动冷却而使冷却效果得到增强。 在组件级和成品级的系统模型中允许设计人员对冷却策略进行一阶近似分析。使用流体动力学进一步分析可以全面了解整个散热情况以及冷却策略变化的影响。 所有的热管理解决方案都涉及尺寸,功率,效率,重量,可靠性以及成本等方面的权衡,并且必须对项目的优先级和约束条件进行评估。

原文链接:https://www.mouser.com/applications/power-management-heat-challenges-sol...

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围观 17

简介

现代生活越来越依赖于随时保持连接–与同事、社交、家庭、智能家电–人们渴望的无缝连接,推动着车载信息娱乐系统的变化。据 analysts,对新的和更好的、适合当今数字生活方式的车载设备的需求,看起来很好,避免了驾驶分心,推动信息娱乐系统市场在2020年前超过350亿美元。

从设计的角度来看,信息娱乐设备变得越来越复杂。虽然DIN尺寸的简单的收音机/ CD 播放器的日子一去不复返,但这些旧功能仍有一定的需求,支持许多附加功能如互联网连接、智能手机连接、辅助惯性传感的卫星导航、摄像机输入、图形化的触摸屏、为其他乘客提供的多显示输出等。

复杂系统的功耗要求

这一切都需要在仪表板后的大量的电路,有大量的工程含义。空间十分有限,尽管半导体集成可以减轻这到某种程度,但要使用一系列更广泛的集成电路(IC),其中包括高性能处理器或 FPGA、ASIC、接口芯片、显示控制器、模拟元件。因此,需要更多的电源轨,以各种电压运行,涵盖 1.5-3.3V 的低压逻辑器件,5V、8V 或 9V 的旧式调谐器和CD电路,10-12 V 的其他电路如控制台照明。在过去,需要较少的电源电压要求,工程师对每一轨道使用个别调节器可以确保足够的功率控制。这种做法变得不适用,因为空间的限制对设计决策有更大的影响。

热管理也应该慎重考虑。额外的组件,和其相关的电源,产生额外的热量,而熟悉的热威胁 - 来自太阳和发动机的热量–仍像以往一样强烈。此外,有许多噪声源的含量,如手机发射器、蓝牙®、雷达和/或激光雷达设备、发动机点火和汽车导线上的电快速瞬变。

此外,由于对信息娱乐系统的电源要求更复杂,为许多额外的组件供电,车辆整体能效越来越重要,因为买家需求更经济的汽车,和汽车世界向电动车(EV)发展;在这里,电池能量和驾驶距离之间的联系对终端用户是非常明显的。

对新一代丰富功能的、连接的车载信息娱乐系统的电源管理必须考虑到所有这些因素。仅仅扩展传统的方法,使用一系列分立的稳压器为各轨道供电,可以形成一个包含大量个别元件的系统,如图1所示。各稳压器外部所需的无源组件进一步增加方案的尺寸和物料单成本。

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图1. 使用分立的稳压器为大量的电压轨供电增加元件数量和方案尺寸。

集成的替代方案

需要更集成的方法,如使用电源管理 IC(PMIC),但设计人员需要掌控。如果考虑最新的信息娱乐系统的要求设计该 PMIC,最终的方案可能过度集成,包含不需要的功能。反之,相对系统需求一些输出可能被忽视。系统设计人员需要选择一个适当的额定功率轨的 PMIC,集成增值功能,节省外部元件和成本,并提供所需的调整灵活性以满足个别的系统要求。

这是安森美半导体在设计用于汽车信息娱乐应用的 LV56851UV 多输出系统电源IC时采用的方案。有五个芯片上线性稳压器(LDO),以及一个高边开关。这种集成方案还简化了提供必要的保护机制,包括电源过压和过流保护,以及热保护,如果芯片温度超过 140°C 和启动热关断超过 175 °C,则生成警告,有效防止损伤。

此外,集成功能如电池电压检测和辅助(ACC)电源电压监测节省额外的外部元件。提供外部放大器电源(AMP)进一步帮助节省整体元件,IC还提供强制复位功能,帮助设计人员满足汽车电气系统的国际安全要求。图2展示了 LV56851UV 关于信息娱乐系统的功率要求的特征,对比于如图1所示的基于分立元件的设计。

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图2. 集成的多输出电源 IC 优化以满足信息娱乐系统的要求。

5个 LDO 设计用于为工作于 3.3-5.5V 和 1.25-5V 的逻辑器件和处理器、以及音频/调谐器和 CD 电路和电源电压在 10-12V 的照明供电。集成的高边开关可用于帮助管理连接设备如智能手机或车内个人媒体播放器的 USB 端口。

该器件的一个重要特性是系统、音频、CD 和照明输出的 I2C 可编程性。这不仅使个别轨道根据需要被打开或禁用,还支持输出电压的调节。这为设计人员提供灵活性来满足个别的系统要求,或快速实施任何设计变化,而不需要改变外部元件。高边开关输出也可以通过使用 I2C 命令启用或禁用。

片上提供更多

帮助节省 PCB 空间和降低物料单成本的附加功能,包括内置电池电压检测,省去了通常包括三个晶体管、两个二极管、两个电容和四个电阻的传统的齐纳检测电路。图 3a 和 3b 比较典型的分立电路和板载 LV56851UV 的集成的检测电路。检测精度也提高到 ±3%,而传统电路由于一个齐纳二极管的典型容差,其准确度不能优于 ±5%。此外,分立方案的欠压和过压检测阈值通常是高度依赖于温度的。相比之下,集成的检测电路具有非常稳定的温度特性。

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图3a和3b. 集成的电池电压检测电路节省元件数和 PCB 面积。

如果需要电池过长时间运行配件,LV56851UV 提供的 ACC 欠压检测也保护汽车免受配件上过低电压的损伤。通过芯片上集成电路,省去了8个分立元件,包括一个齐纳二极管、晶体管和电容器,以及五个电阻。内置复位电路也增强了温度稳定性和检测精度。I2C 总线连接提供了一个渠道以向主系统控制器报告电池电压和 ACC 电压,以及其他诊断信息。

紧凑的 HZIP15 封装在15引脚的外形内提供强大的功能。调节器输出的额定输出电流专为连接的电路供电–如直流输出的 1500 mA 额定输出,可通过 I2C 命令设定在 5V 和 8V 之间–该 IC 具有非常低的静态电流和待机功耗仅为 60µA。

使用一个集成的系统电源 IC,代替一个分立的稳压器阵列或一个不太适合当今的信息娱乐系统的 “最合适”的芯片,不仅有助于管理板尺寸、减少物料单,最大限度地提高能效和防止热威胁,还简化了设计,和有助于减少重量,从而最大限度地减少信息娱乐系统对汽车燃油经济性的影响。

总结

未来汽车信息娱乐迈向更精密的系统以为驾驶员和乘客提供卓越的体验。更多的便利和互联需要额外的功能,但必须使元件数和电路最小化。更好的半导体集成提供了前进的方向,包括电源管理子系统的集成。新一代的多输出系统电源 IC 实现节省空间和高能效的方案。

作者:Hirotada Honma 安森美半导体

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作者:Bill Schweber,贸泽电子

高性能IC器件如FPGA一般都要求多条独立的直流电源轨来给器件内核、RAM、内部缓存、外部扩展I/O如I2C、SPI、LVDS以及其它端口提供电源。这些电源轨可能是不同规格的,但是差距也一般很小如1.2V、1.5V和1.7V,有时这些电源轨也具有同样的电压值,但是耐压能力或者物理布局位置可能不一样。例如WiFi网络节点采用的高集成度的专业应用IC就可能集成了多条电源轨,支持不同的网路功能以及不同行业标准所要求的接口电压。在天线驱动器和功率放大器应用场景也具备双向供电特性。

电源轨的数量不仅仅面向单一的IC器件,它面向的是整个完整的系统,电源轨的数量也在不断的增加,比如增加电动机驱动、驱动MOSFET/IGBT、其他一些专用通信接口如以太网、RS-232/422接口。因此无论板卡尺寸大小,一个完整的系统可能需要更多的电源轨,完全可以采用一个独立的DC电源调节器来驱动(也可以成为电源转换器)。

设计者的问题

设计者的问题是当我们采用主电源的时候——无论是具体的实际开关还是软件控制的开关——这些电源轨必须按照之前精心设计的次序上电并达到最终稳定值(当关闭电源操作时也要按照制定的断电次序);如图1所示,如果次序和相对时序不正确或者电压上升和下架的波动频率明显会队电路造成不可挽回的损坏。

多电源轨系统的上电次序一般是某些电源轨必须在其他电源轨上电后或者达到稳定值后才能上电,关闭的次序也大致如此,如上图是Altera Enpirion ES1021QI的电源轨上电次序(来源:Altera公司)

图1:多电源轨系统的上电次序一般是某些电源轨必须在其他电源轨上电后或者达到稳定值后才能上电,关闭的次序也大致如此,如上图是Altera Enpirion ES1021QI的电源轨上电次序(来源:Altera公司)

尽管有时候不会造成不可挽回的破坏,但是错误的上电次序可能会导致操作异常也会造成一些我们不能够接受的结果:比如我们给驱动电动机的MOSFET上电了,但是电动机控制软件还没有初始化完成,控制MOSFET的操作还没有就绪会产生哪些影响。当然这些问题也不一定与正常的上电顺序有关系,也可能是与系统电路板卡的热插拔设计有关。

为了解决这些问题我们需要采用专业的电源管理IC(PMIC)来实现电源的上电次序和时序。功能全满的PMIC能够帮助工程师完成以下工作:

• 建立多电源轨之间有序的上电/关闭次序,互不影响
• 如果需要的话能够控制电压波动(上升/下降)的频率
• 任何一个电源轨出现问题不影响对其他电源轨的管理

实际上不同电源轨之间的时序是与电源轨的电压相关的而不是绝对的延迟时间,不同电源轨连续上电的时间间隔是以毫秒为单位的。上电规则有时很简单,比如“电源轨A上电完成再给电源轨B上电”,当然有时也很复杂,比如“只有当电源轨A和B的电压都达到稳定值才给电源轨C上电”。(注意:“上电”的定义是根据不同应用要求来设置的,大部分是最终稳定电压的90%,但是某些严格的应用场景要求达到最终电压1%以内)。

尽管在大部分应用中对于电压是严格的,而不是时间间隔,但是一些应用将设计的替换时间作为标准。这种情况是可能的,如果工程师知道某个具体的电源轨能够在合理的时间内达到期望的电压值,那么相比电压值,时序也更加容易精确的测量。在这些具体的场景中,比如“电源轨B上电完成后立刻给电源轨A上电”就可以具体规定为“电源轨A上电50毫秒后给电源轨B上电”。然而这种方法在实际应用是必须非常小心,因为我们不能验证电源轨A是否达到了期望的电压值,而不是说“在这段时间它应该上电完成了”。

基于正极状态/反馈来确定电源轨的次序

有趣的是在一些应用中时间周期比较长,不能用毫秒来表示。在这些应用情形中,让另一个电源轨上电之前可能已经过去几秒钟或者更长的时间。举个例子,比如加热器首先必须达到要求温度才能进行其他操作,还比如系统处理器必须进行校正操作才能向高压或者高功率子系统供电,但是如果我们还没有对某个关键的传感器参数进行验证就输出高电压,可能会造成电子系统的损坏。

一些电源管理IC集成了DC/DC转换器(LDO和切换开关),提供必要的上电时序,并且对某些目标应用场景如笔记本电脑(涉及CPU、内存、显示器、I/O和其它标准功能)进行了优化。尽管这些优化很适合目标应用场景,并且应该进行这样的设置,但是从本质上来看这会限制工程师对电源轨电压和其它应用类型选择的灵活性。

按一定次序给系统上电不是新出现的要求,例如真空管已经快被IC所淘汰了,除非一些特性的应用比如X射线发生器或者无线电/电视广播发射器——这是普遍存在的要求:灯丝必须通电并且达到最终的操作温度,金属板才会别“B+”电压所激发释放电子。对于五管AM收音机来讲这个延迟时间可能是零,对于千瓦级别的广播发射器而言可能要持续很多分钟。这个任务有时是系统操作员通过打开/关闭开关手动完成的,在其它一些场景,我们可以采用专用的电磁机械继电器,它内部集成了定时器。当然不管是手动操作还是基于继电器的解决方案对于采用FPGA的产品来讲都是可行的,这样的收音设备可以放在口袋或者公文包里面。

从底层设计开始

在供电次序的讨论中,很容易就会涉及到不同电源轨的管理策略上,电源轨的控制是底层最基本的问题,我们要注意到有两个问题需要解决:定序器输出的控制信号以及每个DC调压器输入的响应控制信号。

首先对于第一个因素,定序器的选择必须有完善的控制信号输出,当然如果需要还需要提供一定数量的扩展信号。这段输出端口都很简单,一般采用单个GPIO(通用I/O端口)。

对于第二个因素,DC调压器必须有一个使能输入管脚,或者在调压器输入和电源轨之间增加电子开关(通常采用MOSFET),用于控制这个开关。如图2所示,大多数情况下都会选择采用DC调压器,这种方案的逻辑使能控制非常简单,如果可能的话电源管理IC可以直接使用合适的电流/电压来驱动电源轨的MOSFET,而不用采用另外的MOSFET驱动器。

不同的解决方案,更广泛的灵活性

定序一般被认为是电源管理IC的功能,但是这是存在歧义的。一些电源管理IC有定序功能而其他一些电源管理IC则增加了其他功能特性,例如过电流或者过电压保护。尽管这些提升看似很值得,但是这些功能有些重叠,甚至直接与电源调压器的功能产生了冲突。其他电源管理IC没有定序功能,但是集成了监测和报告电源轨状态功能。因此确定正确的定序解决方案不仅要参考电源管理IC解决方案也要参考非电源管理IC解决方案。

电源管理IC输出直接控制Vreg,或者驱动外部MOSFET,在VREG和电源轨之间充当切换开关,上图中在电源Vx和电源轨VxOUT之间设置了四个MOSFET,分别是1,2,3,4

图2:电源管理IC输出直接控制Vreg,或者驱动外部MOSFET,在VREG和电源轨之间充当切换开关,上图中在电源Vx和电源轨VxOUT之间设置了四个MOSFET,分别是1,2,3,4(来源:Altera数据手册)

最简单的情形就是顺序上电,也就是说每个电源轨在前一个电源轨上电完成后开始打开电源上电,这种方案是最简单不过的了。如果每个电源轨调压器都有“power good”(PG)信号输出,下一个调压器设置“enable”(EN)使能控制输入,PG管脚连接到EN使能输入管脚,当第一个调压器输出PG信号就会自动让下一个调压器打开上电,如图3所示电路连接。

在某些应用场景非常简单但是高效的上电方案就是顺序上电,将前一个调压器的PG输出管脚与下一个调压器的EN使能输入连接,上图是2个TI TPS62085逐步降低调压器提供DC电源Vout1和Vout2

图3:在某些应用场景非常简单但是高效的上电方案就是顺序上电,将前一个调压器的PG输出管脚与下一个调压器的EN使能输入连接,上图是2个TI TPS62085逐步降低调压器提供DC电源Vout1和Vout2(来源:TI数据手册)

这种方法是个任意多个DC调压器的顺序连接,但是这种方案的效果也是有限的。尽管采用的是顺序模式(PG管脚可以连接到不止一个EN管脚),但是灵活性很差。而且这种方法也不能控制时序,比如某个电源需要等待一定的间隔时间才能够上电,也不能够解决关闭次序,况且这与上电次序同等重要。

为了克服这些问题,带有定时器控制的复位IC可以用于上电次序,功能强大且灵活的555定时器IC(或者改进版)可以用于控制次序,可以在第一个电源轨达到稳定电压或者关闭后引入一定的时间间隔。这个时间间隔可以通过调整555定时器的某个硬件电阻来实现,因此这些问题可以通过设计和BOM来就解决,而不是固件。如图4所示,尽管这看似不是一个很好的解决方法,但是确实非常高效的一种,尤其是当定序问题是可见的就非常有用了,我们需要条件硬件原型板卡就可以了。

在一些设计中使用的另一种解决方案是采用555型定时器IC,通过调节电阻值来设置不同的延迟时间

图4:在一些设计中使用的另一种解决方案是采用555型定时器IC,通过调节电阻值来设置不同的延迟时间

对于电源轨较多的系统则需要更大的灵活性,美信(Maxim)公司设计的MAX16029电源管理IC可用于四通道电源轨,延迟时间支持用户自定义,主要是通过外置电容实现的,这样可以避免掉电易失和启动的问题,如图5所示。四个电源轨通道是互相独立的,每个通道的输出可以用于漏极开路配置,支持输出的电源轨电压最高可达28V,适合更高电压要求的DC调压器。其他电源管理IC还具有时序设置功能,是通过PMBus总线接口而不是调节外部电容值或者电阻值,因此能够同时控制四个以上的电源轨输出。

美信(Maxim)公司推出的MAX16029电源管理IC使用外置电容来调节四个独立的电源轨通路的延迟时间,支持最高DC输出电压28V。

图5:美信(Maxim)公司推出的MAX16029电源管理IC使用外置电容来调节四个独立的电源轨通路的延迟时间,支持最高DC输出电压28V。(来源:美信公司数据手册)

固件、软件提供更高级的解决方案

对于有很多电源轨的应用,定序要求也就更复杂,需要全面的管理打开/关闭操作。之前采用的方案一般不够高效而且需要很多额外的电路。现在有两种方案来解决这些挑战,两者都能提供所需的功能,一种是采用用户可编程的微控制器,一种是采用全可编程的IC器件,专门应用这种定序器的设计。

举个例子,Microchip公司推出的PIC16F1XXX系列的电源管理IC能够处理四个、八个或者更多数量的电源轨;如图6所示。嵌入式固件是用户可编程的,可以按要求设置定序器属性,支持 PG信号、上升/下降时间,同时如果电压超出范围或者上电失败还提供了各种预警模式。PIC系列器件集成了10位ADC转换器,进行数字化处理取平均值,相当于4位转换。PIC16F1XXX系列的选择集成的GPIO的数量包括数十个,不仅能够用于使能电压调节器也可以用于驱动电源轨的MOSFET,几乎能适用于各种应用场景。

基于Microchip PIC16F1XXX系列的电源定序器具有更大的灵活性,不同电源轨之间的上电次序和时间间隔设备都很方便,内部集成的ADC转换器则提供详细的性能指标(来源:Microchip数据手册)

图6:基于Microchip PIC16F1XXX系列的电源定序器具有更大的灵活性,不同电源轨之间的上电次序和时间间隔设备都很方便,内部集成的ADC转换器则提供详细的性能指标(来源:Microchip数据手册)

TI公司推出的一款定序专用的器件UCD90120A集成了另一项全可编程特性;如图7所示。12个电源轨的上电次序和监测是通过PMBus总线/I2C接口,同时也包括26个可用的GPIO管脚用于其他电源相关功能,例如电源使能控制、复位和系统处理器的终端预警。结合用户可视化界面(GUI)工程师可以建立复杂的电源轨上电/关闭安排和时序规则,如果发生任何故障还能提供详细的系统故障分析报告;如图8所示。

TI公司推出的UCD90120A器件专门用于电源轨的次序和监测,最多支持12个电源轨,采用PMBus/I2C总线接口支持用户自定义设置;其他的GPIO管脚可用于其他电源相关功能

图7:TI公司推出的UCD90120A器件专门用于电源轨的次序和监测,最多支持12个电源轨,采用PMBus/I2C总线接口支持用户自定义设置;其他的GPIO管脚可用于其他电源相关功能

电源管理IC器件如UCD90120A结合GUI提供了强大的功能,可以建立复杂的多条电源轨的次序设置规则,同时可以通过界面观察每个电源轨的状态以及它们之间的时序顺序(来源:TI应用笔记)

图8:电源管理IC器件如UCD90120A结合GUI提供了强大的功能,可以建立复杂的多条电源轨的次序设置规则,同时可以通过界面观察每个电源轨的状态以及它们之间的时序顺序(来源:TI应用笔记)

总结

电源和电源轨可能并没有受到处理器一样的重视,但是它们对于一个成功可靠的设计来讲,它们的重要性在不断上升,保证更高的性能和更丰富的功能,用于广泛的应用场景如手持智能手机、各种大型仪器如农场服务器和数据中心等。管理这么多的电源轨不是件容易的事情,但是我们有很多电源和电源管理IC可用的选择,满足不同项目应用的功能要求。这些解决方案包括简单的级联顺序使能上电、复杂的全可编程IC控制,提供建立和修改很多关键参数的能力。

原文链接: http://www.mouser.com/applications/pmics-power-rail-sequencing/

围观 19

随着智能设备功能的不断增加,其电量消耗也开始越来越快。人们开始习惯于随身携带便携式充电器或电源适配器。对于很多人来说,对于电源适配器的概念只停留在充电器的阶段,但实际上电源适配器是一种变压器,被大量应用在充电器上。对于电源适配器不熟悉的人往往需要面对的,是采用哪种电源适配器来进行充电。

电源适配器的参数多种多样,因此并不能随意使用适配器来进行充电。在选择电源适配器之前,首先要确定三个适配条件。
  第一、适配器的接口与设备匹配;
  第二、输出电压必须与负载(移动设备)的额定输入电压相同,或者在负载(移动设备)可承受的电压范围,否则,可能烧毁负载(移动设备);
  第三、电源适配器的输出电流应等于、大于负载(移动设备)的电流,以提供足够的电力;
  下面就来对上述的三条适配条件进行分析。

  第一、不匹配的接口在没有专业知识的情况下千万不要乱插,否则会发生危险。
  第二、对于为什么需要电压一致,从原理上讲是这样的——电压不足,不足以驱动负载,电池无法正常充电,说的通俗点就是供不应求。

  第三、对于为什么需要这样的电流配置,这要涉及到电路的原理,大家都知道电源是有内阻的,内阻越大损耗越大。因此厂家在生产这个适配器的时候就会根据内阻大小,确定空载输出电压在一定范围内,而电压临界值对应的电流临界值即为我们看到的电流标称值,电流标称值越大说明适配器带载能力越好。所以选择电流略大的适配器不但不会伤害电池,反而会让充电变得更快。

  本文大致介绍了,如何根据自己的需要进行电源适配器选择,并给出了三种较为容易理解的选择条件,而后对这三种条件进行了分别解释,非常适用于新手进行阅读。希望大家在阅读过本文之后能够有所收获,小编也将为大家带来更多有关的基础知识。

围观 5

将交流市电转换为低压直流的常规方法是采用变压器降压后再整流滤波,当受体积和成本等因素的限制时,最简单实用的方法就是采用电容降压式电源。

采用电容降压时应注意以下几点:
  1 根据负载的电流大小和交流电的工作频率选取适当的电容,而不是依据负载的电压和功率.
  2 限流电容必须采用无极性电容,绝对不能采用电解电容.而且电容的耐压须在400V以上.最理想的电容为铁壳油浸电容.
  3 电容降压不能用于大功率条件,因为不安全.
  4 电容降压不适合动态负载条件.
  5 同样,电容降压不适合容性和感性负载.
  6 当需要直流工作时,尽量采用半波整流.不建议采用桥式整流.而且要满足恒定负载的条件.

电路一,

这一类的电路通常用于低成本取得非隔离的小电流电源。它的输出电压通常可在几伏到三几十伏,取决于所使用的齐纳稳压管。所能提供的电流大小正比于限流电容容量。采用半波整流时,每微法电容可得到电流(平均值)为:(国际标准单位)
  I(AV)=0.44*V/Zc=0.44*220*2*Pi*f*C
  =0.44*220*2*3.14*50*C=30000C
  =30000*0.000001=0.03A=30mA
  如果采用全波整流可得到双倍的电流(平均值)为:
  I(AV)=0.89*V/Zc=0.89*220*2*Pi*f*C
  =0.89*220*2*3.14*50*C=60000C
  =60000*0.000001=0.06A=60mA
  一般地,此类电路全波整流虽电流稍大,但是因为浮地,稳定性和安全性要比半波整流型更差,所以用的更少。
  使用这种电路时,需要注意以下事项:
  1、未和220V交流高压隔离,请注意安全,严防触电!
  2、限流电容须接于火线,耐压要足够大(大于400V),并加串防浪涌冲击兼保险电阻和并放电电阻。
  3、注意齐纳管功耗,严禁齐纳管断开运行。

电路二,

最简单的电容降压直流供电电路及其等效电路如图1,C1为降压电容,一般为0.33~3.3uF。假设C1=2uF,其容抗XCL=1/(2PI*fC1)=1592。由于整流管的导通电阻只有几欧姆,稳压管VS的动态电阻为10欧姆左右,限流电阻R1及负载电阻RL一般为100~200,而滤波电容一般为100uF~1000uF,其容抗非常小,可以忽略。若用R代表除C1以外所有元器件的等效电阻,可以画出图的交流等效电路。同时满足了XC1>R的条件,所以可以画出电压向量由于R甚小于XC1,R上的压降VR也远小于C1上的压降,所以VC1与电源电压V近似相等,即VC1=V。根据电工原理可知:整流后的直流电流平均值Id,与交流电平均值I的关系为Id=V/XC1。若C1以uF为单位,则Id为毫安单位,对于22V,50赫兹交流电来说,可得到Id=0.62C1。

  由此可以得出以下两个结论:(1)在使用电源变压器作整流电源时,当电路中各项参数确定以后,输出电压是恒定的,而输出电流Id则随负载增减而变化;(2)使用电容降压作整流电路时,由于Id=0.62C1,可以看出,Id与C1成正比,即C1确定以后,输出电流Id是恒定的,而输出直流电压却随负载电阻RL大小不同在一定范围内变化。RL越小输出电压越低,RL越大输出电压也越高。C1取值大小应根据负载电流来选择,比如负载电路需要9V工作电压,负载平均电流为75毫安,由于Id=0.62C1,可以算得C1=1.2uF。考虑到稳压管VD5的的损耗,C1可以取1.5uF,此时电源实际提供的电流为Id=93毫安。
  稳压管的稳压值应等于负载电路的工作电压,其稳定电流的选择也非常重要。由于电容降压电源提供的的是恒定电流,近似为恒流源,因此一般不怕负载短路,但是当负载完全开路时,R1及VD5回路中将通过全部的93毫安电流,所以VD5的最大稳定电流应该取100毫安为宜。由于RL与VD5并联,在保证RL取用75毫安工作电流的同时,尚有18毫安电流通过VD5,所以其最小稳定电流不得大于18毫安,否则将失去稳压作用。
  限流电阻取值不能太大,否则会增加电能损耗,同时也会增加C2的耐压要求。如果是R1=100欧姆,R1上的压降为9.3V,则损耗为0.86瓦,可以取100欧姆1瓦的电阻。
  滤波电容一般取100微法到1000微法,但要注意其耐亚的选择.前已述及,负载电压为9V,R1上的压降为9.3V,总降压为18.3V,考虑到留有一定的余量,因此C2耐压取25V以上为好。
  电路三,
  

  如图-1,C1 为降压电容器,D2 为半波整流二极管,D1 在市电的负半周时给C1 提供放电
  回路,D3 是稳压二极管R1 为关断电源后C1 的电荷泄放电阻。在实际应用时常常采用的是图-2的所示的电路。当需要向负载提供较大的电流时,可采用图-3 所示的桥式整流电路。整流后未经稳压的直流电压一般会高于30 伏,并且会随负载电流的变化发生很大的波动,这是因为此类电源内阻很大的缘故所致,故不适合大电流供电的应用场合。

器件选择
  1.电路设计时,应先测定负载电流的准确值,然后参考示例来选择降压电容器的容量。因为通过降压电容C1 向负载提供的电流Io,实际上是流过C1 的充放电电流Ic。C1 容量越大,容抗Xc 越小,则流经C1 的充、放电电流越大。当负载电流Io 小于C1 的充放电电流时,多余的电流就会流过稳压管,若稳压管的最大允许电流Idmax 小于Ic-Io 时易造成稳压管烧毁。

  2.为保证C1 可*工作,其耐压选择应大于两倍的电源电压。
  3.泄放电阻R1 的选择必须保证在要求的时间内泄放掉C1 上的电荷。

设计举例
  图-2 中,已知C1 为0.33μF,交流输入为220V/50Hz,求电路能供给负载的最大电流。
  C1 在电路中的容抗Xc 为:
  Xc=1 /(2 πf C)= 1/(2*3.14*50*0.33*10-6)= 9.65K
  流过电容器C1 的充电电流(Ic)为:
  Ic = U / Xc = 220 / 9.65 = 22mA。

  通常降压电容C1 的容量C 与负载电流Io 的关系可近似认为:C=14.5 I,其中C 的容量单位是μF,Io 的单位是A。
  电容降压式电源是一种非隔离电源,在应用上要特别注意隔离,防止触电。

  整流后未经稳压的直流电压一般会高于30伏,并且会随负载电流的变化发生很大的波动,这是因为此类电源内阻很大的缘故所致,故不适合大电流供电的应用场合.

  电容降压式电源是一种非隔离电源,在应用上要特别注意隔离,防止触电

  电容降压的工作原理并不复杂.他的工作原理是利用电容在一定的交流信号频率下产生的容抗来限制最大工作电流.例如,在50Hz的工频条件下,一个1uF的电容所产生的容抗约为3180欧姆.当220V的交流电压加在电容器的两端,则流过电容的最大电流约为70mA.虽然流过电容的电流有70mA,但在电容器上并不产生功耗,应为如果电容是一个理想电容,则流过电容的电流为虚部电流,它所作的功为无功功率.根据这个特点,我们如果在一个1uF的电容器上再串联一个阻性元件,则阻性元件两端所得到的电压和它所产生的功耗完全取决于这个阻性元件的特性.例如,我们将一个110V/8W的灯泡与一个1uF的电容串联,在接到220V/50Hz的交流电压上,灯泡被点亮,发出正常的亮度而不会被烧毁.因为110V/8W的灯泡所需的电流为8W/110V=72mA,它与1uF电容所产生的限流特性相吻合.同理,我们也可以将5W/65V的灯泡与1uF电容串联接到220V/50Hz的交流电上,灯泡同样会被点亮,而不会被烧毁.因为5W/65V的灯泡的工作电流也约为70mA.因此,电容降压实际上是利用容抗限流.而电容器实际上起到一个限制电流和动态分配电容器和负载两端电压的角色.

围观 22

在日常生活中,人们对电子设备的依赖越来越严重,电子技术的更新换代,也同时意味着人们对电源的技术发展寄予厚望,下面就为大家介绍电源管理芯片的主要分类。

电源管理半导体从所包含的器件来说,明确强调电源管理集成电路 (电源管理 IC,简称电源管理芯片) 的位置和作用。电源管理半导体包括两部分,即电源管理集成电路和电源管理分立式半导体器件。

电源管理集成电路包括很多种类别,大致又分成电压调整和接口电路两方面。电压凋整器包含线性低压降稳压器 (即 LDO),以及正、负输出系列电路,此外 不有脉宽调制 (PWM) 型的开关型电路等。因技术进步,集成电路芯片内数字电路的物理尺寸越来越小,因而工作电源向低电压发展,一系列新型电压调整器应运 而生。电源管理用接口电路主要有接口驱动器、马达驱动器、功率场效应晶体管 (MOSFET) 驱动器以及高电压/大电流的显示驱动器等等。

电源管理分立式半导体器件则包括一些传统的功率半导体器件,可将它分为两大类,一类包含整流器和晶闸管;另一类是三极管型,包含功率双极性晶体管,含有 MOS 结构的功率场效应晶体管 (MOSFET) 和绝缘栅双极型晶体管 (IGBT) 等。

在某种程度上来说,正是因为电源管理 IC 的大量发展,功率半导体才改称为电源管理半导体。也正是因为这么多的集成电路 (IC) 进入电源领域,人们才更多地以电源管理来称呼现阶段的电源技术。

电源管理半导体本中的主导部分是电源管理 IC,大致可归纳为下述 8 种。

1、AC/DC 调制 IC。内含低电压控制电路及高压开关晶体管。

2、DC/DC 调制 IC。包括升压/降压调节器,以及电荷泵。

3、功率因数控制 PFC 预调制 IC。提供具有功率因数校正功能的电源输入电路。

4、脉冲调制或脉幅调制 PWM/ PFM 控制 IC。为脉冲频率调制和/或脉冲宽度调制控制器,用于驱动外部开关。

5、线性调制 IC (如线性低压降稳压器 LDO 等)。包括正向和负向调节器,以及低压降 LDO 调制管。

6、电池充电和管理 IC。包括电池充电、保护及电量显示 IC,以及可进行电池数据通讯“智能”电池 IC。

7、热插板控制 IC (免除从工作系统中插入或拔除另一接口的影响)。

8、MOSFET 或 IGBT 的开关功能 IC。

在这些电源管理 IC 中,电压调节 IC 是发展最快、产量最大的一部分。各种电源管理 IC 基本上和一些相关的应用相联系,所以针对不同应用,还可以列出更多类型的器件。

电源管理的技术趋势是高效能、低功耗、智能化。

提高效能涉及两个不同方面的内容:一方面想要保持能量转换的综合效率,同时还希望减小设备的尺寸;另一方面是保护尺寸不变,大幅度提高效能。

在交流/直流 (AC/DC) 变换中,低的通态电阻,符合计算机和电信应用中更加高效适配器和电源的需要。在电源电路设计方面,一般待机能耗已经降到 1W 以下,并可将电源效率提高至 90% 以上。要进一步降低现有待机能耗,则需要有新的 IC 制造工艺技术及在低功耗电路设计方面的突破。

围观 6

随着手机的功能越来越多,用户对手机电池的能量需求也越来越高,现有的锂离子电池已经越来越难以满足消费者对正常使用时间的要求。对此,业界主要采取两种方法,一是开发具备更高能量密度的新型电池技术,如燃料电池;二是在电池的能量转换效率和节能方面下功夫。

为手机提供电能的技术在最近几年虽有不少创新和发展,但是还远远不能满足手机功能发展的需要,因此如何提高电源管理技术并延长电池使用寿命,已经成为手机开发设计中的主要挑战之一。

同时,设计者还必须明白消费者对手机的要求,这主要体现在以下几个方面:第一,体积小。这要求提高系统的集成度,缩小元器件的封装体积,减小 PCB板的面积,这可能会增加设计中解决电磁干扰(EMI)的难度。第二,重量轻。要求使用高效能的电池,在有限的体积和重量下,提高电池的能量密度。目前大部分手机都使用单节锂离子或锂聚合物的电池,容量为850-1000mAH。第三,通话时间长。要求提高工作时对电池中电能的转换效率,减少待机时的漏电电流,提高使用效率。第四,价格便宜。要求产品的方案集成度高,分立器件少而且成本低廉。第五,产品更新快。要求元器件简单易用、便于设计使用,硬件软件平台统一,便于增加新的功能和特色。

因此,手机的电源管理要在进行手机系统方案设计时综合考虑,平衡省电、成本、体积和开发时间等多种因素,进行最佳选择。总的来讲,可以从提高电能的转化效率和提高电能的使用效率两方面着手进行手机的整体电源管理。

一、提高电能的转化效率

随着对电源管理要求的不断提高,手持设备中的电源变换从以往的线性电源逐渐走向开关式电源。但并非开关电源可以代替一切,二者有各自的优势和劣势,适用于不同的场合。

线性电源

LDO 具有成本低、封装小、外围器件少和噪音小的特点。在输出电流较小时,LDO的成本只有开关电源的几分之一。LDO的封装从SOT23到SC70、QFN,直至WCSP晶圆级芯片封装,非常适合在手持设备中使用。对于固定电压输出的使用场合,外围只需2到3个很小的电容即可构成整个方案。

超低的输出电压噪声是LDO最大的优势。但LDO的缺点是低效率,且只能用于降压的场合。LDO的效率取决于输出电压与输入电压之比:η=Vout/Vin。在输入电压为3.6V(单节锂电池)的情况下,输出电压为3V时,效率为90.9%,而在输出电压为1.5V时,效率则下降为 41.7%。这样低的效率在输出电流较大时,不仅会浪费很多电能,而且会造成芯片发热影响系统稳定性。

开关式电源

电感式开关电源是利用电感作为主要的储能元件,为负载提供持续不断的电流。通过不同的拓扑结构,这种电源可以完成降压、升压和电压反转的功能。

电感式开关电源具有非常高的转换效率。在产品工作时主要的电能损耗包括:内置或外置MOSFET的导通损耗,主要与占空比和MOSFET的导通电阻有关;动态损耗,包括高侧和低侧MOSFET同时导通时的开关损耗和驱动MOSFET开关电容的电能损耗,主要与输入电压和开关频率有关;静态损耗,主要与IC内部的漏电流有关。

在电流负载较大时,这些损耗都相对较小,所以电感式开关电源可以达到95%的效率。但是在负载较小时,这些损耗就会相对变得大起来,影响效率。这时一般通过两种方式降低导通损耗和动态损耗,一是PWM模式:开关频率不变,调节占空比。二是PFM模式:占空比相对固定,调节开关频率。

电感式开关电源的缺点在于电源方案的整体面积较大(主要是电感和电容),输出电压的纹波较大。在PCB布板时必须格外小心以避免电磁干扰(EMI)。

为了减小对大电感和大电容的需要以及减小纹波,提高开关频率是非常有效的办法。

电容式开关电源

电荷泵是利用电容作为储能元件,其内部的开关管阵列控制着电容的充放电。为了减少由于开关造成的EMI和电压纹波,很多IC中采用双电荷泵的结构。电荷泵同样可以完成升压、降压和反转电压的功能。

由于电荷泵内部机构的关系,当输出电压与出入电压成一定倍数关系时,比如2倍或1.5倍,最高的效率可达90%以上。但是效率会随着两者之间的比例关系而变化,有时效率也可低至70%以下。所以设计者应尽量利用电荷泵的最佳转换工作条件。

由于储能电容的限制,输出电压一般不超过输入电压的3倍,而输出电流不超过300mA。电荷泵特性介于LDO和电感式开关电源之间,具有较高的效率和相对简单的外围电路设计,EMI和纹波的特性居中,但是有输出电压和输出电流的限制。

二、提高电能的使用效率

在手机中,减少能量的浪费、将尽量多的可用电能用于实际需要的地方,是省电的关键。

手持设备电源系统一般结构

手持设备电源系统一般结构

信号处理系统

信号处理系统主要是信号处理器是手机的核心部分,它如同人的心脏,会一直工作,因此它也是一个主要的手机电能消耗源。那么应如何提高它的效率呢?一般来说可采用以下两种方法。

方法1:分区管理。将处理某项任务时不需要的功能单元关掉,比如在进行内部计算时,将与外部通信的接口关断或使其进入睡眠状态。为了达到这一目的,手机中的信号处理器往往涉及很多个内部时钟,控制着不同功能单元的工作状态。另外,为不同功能块供电的电源电路是可以关断的。

方法2:改变信号处理器的工作频率和工作电压。目前绝大多数的信号处理器是用CMOS工艺制造的。在CMOS电路中,最大的一项功率损耗是驱动MOSFET 栅极所引起的损耗。可以看出功率损耗与频率和输入电压,即IC的电源电压的平方成正比。所以针对不同的运算和任务,把频率和电源电压降低到合适的值,可以有效地减少功率损耗。

DVS(动态电压调整)技术有效地将处理器与电源转换器连接成闭环系统,通过I2C等总线动态地调节供电电压,同时调节自身的频率。TPS65010集成了充电电路、电感式DCDC和LDO。同时还可以通过I2C总线对各路输出电压进行调节,非常适合为 OMAP和类似的处理器供电。

音频功率放大部分

音频功率放大器是手机中又一能量消耗大户,输出功率可达750mW,对于带有免提功能的手机可达2W。如何提高放大器的效率呢?传统的技术采用 AB类线性放大器,其效率随输出功率变化,最好只有70%。使用D类功率放大器,利用PWM的方式,可使效率提高到85-90%。

目前为了使设计者更方便地进行电源管理,一些厂商开发了电源管理的软件用于嵌入式操作系统。运用这类操作系统,可以有效地降低软件编制中的工作量,同时优化系统的电源管理。

电源管理对手持设备日趋重要。一个高效的系统是要将电源管理的观念贯穿于设计的每一个环节,并且平衡系统多方面因素设计完成的。随着半导体技术和电路设计技术的发展,会有越来越多的节能技术涌现,为手持产品的不断发展助力。

围观 5

新能源汽车、无人机、充电桩、LED、身份识别……这些时下最热门的标签集合起来,无疑是一场最酷最炫的应用秀场。然而,这些应用却因慕尼黑上海电子展而集结亮相。小到生活中的照明、汽车、移动终端,大到工业、太阳能、蜂窝基础设施、开关电源等应用,都离不开电源芯片的踪影。随着生活中电子设备越来越多,电源设计的要求也越来越高:包括更严格的技术规格、逐渐缩短的周期、高成本压力以及越来越多需求的差异化高功率电源。

慕尼黑上海电子展(electronica China)作为电子行业的开年大戏,2017年3月将有不少领先电源芯片公司如东芝、ST、安森美、LINEAR,SII精工等集体展示电源管理芯片解决方案,深度窥视分享其发展趋势及未来方向。

电源IC需“涨姿势”
据市调机构iSuppli预计,2016年电源管理IC市场预计将达到387亿美元,消费电子、网络通信、移动互联领域都是主要的应用市场,汽车电子、新能源领域也逐渐发力。在应用驱动和技术进步的作用下,对电源IC的技术要求也不断走高。而且随着应用的不断创新,电源IC的市场也呈现出需求多样化,应用细分化,更多高性能电源IC的市场需求也不断深化以及扩展化,更好地为满足系统创新,性能提升而服务。

一方面,伴随着半导体工艺技术的不断升级,PCB板上的芯片和元器件功能更高、运行速度更快、体积更小,驱使电源管理IC提供更低更精准的核电电压以及更大的供电电流、更严格的电压反馈精度、以及更高的效率性能。另一方面,电源管理IC应用领域不断扩张和深入,实现更优异的控制功能、更智能的控制环路,更快速的动态响应特性,更简化的外围布局设计等都“不可或缺”。电源管理IC想要“拿得出手”,都需直面这些难题。为了解决这些挑战和简化设计,数字化、模块化、智能化电源IC等已是必然之势。

电源管理已日益成为一个战略性的竞争优势,特别是在通信、计算以及工业应用等领域。随着FPGA和SoC的不断发展,设计人员在下一代嵌入式系统中增加了大量混合信号功能,实现了以前无法企及的系统级性能。如何给功能越来越多、性能越来越高、工艺越来越先进的FPGA供电,确实是一个非常具有挑战性的问题。这也意味着,设计者必须要在严格的FPGA电源轨要求、系统功耗和散热预算限制、构建鲁棒而又可靠的系统、符合预算要求按时完成其项目、完全满足其电路板和系统对功能和性能的要求之间找到最佳结合点,这殊非易事。

数字电源激发活力
各大电源管理IC厂商为应对这一市场走势,都在抓紧排兵布阵,而数字电源成为他们不遗余力的“招数”。凭借灵活、快速响应、高集成度以及高度可控的巨大优势,数字电源已显示出强劲的发展势头。

据调研机构IHS公司旗下IMS Research的报告,预计2017年全球数字电源市场营业收入将增至124亿美元,数字电源IC市场将达到26亿美元。数字电源市场以服务器和通信设备应用为主导,同时拓展至其他更多应用领域,或如星火燎原之势。

从近些年的市场并购来看,无疑都佐证了这一趋势。高通收购了Summit, Mediatek收购Richtek, Microchip收购Micrel,Altera收购了Enpirion以及最近收购了德国创新型芯片公司ZMDI的数字电源控制器部门,道理其实一脉相承,业界都认可并执行类似的策略。而收购一家电源企业的好处或远比与电源企业合作来得“直接”。

模块化走势彰显
受SoC化设计趋势的影响,近年来电源管理IC技术表现出越来越强的模块化趋势。一方面,设备正变得越来越复杂,更多功能特性、更快更复杂处理器需要更先进的电源管理解决方案,电源管理技术要在更小的硅芯片上集成更多功能同时以更高的设计灵活性实现更强的系统用电性能,这正在改变传统的电源设计方法。另一方面,模块化的电源管理IC可有效降低系统设计的复杂性,节约电路板空间,提高系统的长期可靠性,同时也能有效降低系统成本,带来的好处是显而易见的。因而,市场上的模块化电源管理IC开始不断浮出水面。

此外,电源管理IC的模块化趋势还体现在与板上其他芯片的“集成化”上,市场上电源管理IC与主控芯片之间通信及监控等功能的集成化也在日益增多。张伟超提到,未来,Altera将会利用Enpirion公司在电源方面的技术,将某些电源模块集成进FPGA内部,使得系统电路板电路更加简洁,功耗和成本都得到优化处理,并更加简化FPGA系统的开发。

智能化提升智能性
而电源管理IC的智能化亦是大势使然,或才能主动“配合”平台主芯片的功能不断升级的需求。张伟超介绍说,随着系统功能越来越复杂,对能耗的要求越来越高,客户对电源运行状态的感知与控制的要求越来越高,电源设计人员不再满足于实时监控电流、电压、温度,还提出了诊断电源供应情况、灵活设定每个输出电压参数的要求。此外,电源管理IC必须和电路板上所需要供电的设备进行有效地连接,因系统要求电源子系统和主系统之间更加实时的合作与配合,甚至要支持通过云端进行的监控去管理,智能化的管理和调控已成必须。

如何去实现智能化?这需要在两个方面下工夫,一是电源管理IC要实现与内核通信,各部分之间可相互沟通交流,及时动态的控制加上无缝的沟通可成就一个智能化的电源管理系统,能够实时地对系统变化的供电需求进行检测分析和响应,从而大大提高系统的效率。二是内部参数可实现在线调整,这就意味着电源的动态特性是可变的,能顺应负载在相当大的范围内变化同时还能保证一定的性能,数字电源在这方面发挥重要作用,同时还需要不断在控制算法、自适应方面实现突破。

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