一直有个疑惑:电容感抗是1/jwC,大电容C大,高频时 w也大,阻抗应该很小,不是更适合滤除高频信号?然而事实却是:大电容滤除低频信号。

今天找到解答如下:

一般的10PF左右的电容用来滤除高频的干扰信号,0.1UF左右的用来滤除低频的纹波干扰,还可以起到稳压的作用。

滤波电容具体选择什么容值要取决于你PCB上主要的工作频率和可能对系统造成影响的谐波频率,可以查一下相关厂商的电容资料或者参考厂商提供的资料库软件,根据具体的需要选择。至于个数就不一定了,看你的具体需要了,多加一两个也挺好的,暂时没用的可以先不贴,根据实际的调试情况再选择容值。如果你PCB上主要工作频率比较低的话,加两个电容就可以了,一个虑除纹波,一个虑除高频信号。如果会出现比较大的瞬时电流,建议再加一个比较大的钽电容。

其实滤波应该也包含两个方面,也就是各位所说的大容值和小容值的,就是去耦和旁路。原理我就不说了,实用点的,一般数字电路去耦0.1uF即可,用于10M以下;20M以上用1到10个uF,去除高频噪声好些,大概按C=1/f 。旁路一般就比较的小了,一般根据谐振频率一般为0.1或0.01uF。

说到电容,各种各样的叫法就会让人头晕目眩,旁路电容,去耦电容,滤波电容等等,其实无论如何称呼,它的原理都是一样的,即利用对交流信号呈现低阻抗的特性,这一点可以通过电容的等效阻抗公式看出来:

Xcap=1/2лfC,工作频率越高,电容值越大则电容的阻抗越小。在电路中,如果电容起的主要作用是给交流信号提供低阻抗的通路,就称为旁路电容;如果主要是为了增加电源和地的交流耦合,减少交流信号对电源的影响,就可以称为去耦电容;如果用于滤波电路中,那么又可以称为滤波电容;除此以外,对于直流电压,电容器还可作为电路储能,利用冲放电起到电池的作用。而实际情况中,往往电容的作用是多方面的,我们大可不必花太多的心思考虑如何定义。本文里,我们统一把这些应用于高速PCB设计中的电容都称为旁路电容。

电容的本质是通交流,隔直流,理论上说电源滤波用电容越大越好。

但由于引线和PCB布线原因,实际上电容是电感和电容的并联电路,(还有电容本身的电阻,有时也不可忽略)

这就引入了谐振频率的概念:ω=1/(LC)1/2

在谐振频率以下电容呈容性,谐振频率以上电容呈感性。

因而一般大电容滤低频波,小电容滤高频波。

这也能解释为什么同样容值的STM封装的电容滤波频率比DIP封装更高。

至于到底用多大的电容,这是一个参考。

电容谐振频率

“”

不过仅仅是参考而已,用老工程师的话说——主要靠经验。

更可靠的做法是将一大一小两个电容并联,一般要求相差两个数量级以上,以获得更大的滤波频段。

一般来讲,大电容滤除低频波,小电容滤除高频波。电容值和你要滤除频率的平方成反比。

具体电容的选择可以用公式C=4Pi*Pi /(R * f * f )

电源滤波电容如何选取,掌握其精髓与方法,其实也不难。

1)理论上理想的电容其阻抗随频率的增加而减少(1/jwc),但由于电容两端引脚的电感效应,这时电容应该看成是一个LC串连谐振电路,自谐振频率即器件的FSR参数,这表示频率大于FSR值时,电容变成了一个电感,如果电容对地滤波,当频率超出FSR后,对干扰的抑制就大打折扣,所以需要一个较小的电容并联对地,可以想想为什么?

原因在于小电容,SFR值大,对高频信号提供了一个对地通路,所以在电源滤波电路中我们常常这样理解:大电容虑低频,小电容虑高频,根本的原因在于SFR(自谐振频率)值不同,当然也可以想想为什么?如果从这个角度想,也就可以理解为什么电源滤波中电容对地脚为什么要尽可能靠近地了。

2)那么在实际的设计中,我们常常会有疑问,我怎么知道电容的SFR是多少?就算我知道SFR值,我如何选取不同SFR值的电容值呢?是选取一个电容还是两个电容?

电容的SFR值和电容值有关,和电容的引脚电感有关,所以相同容值的0402,0603,或直插式电容的SFR值也不会相同,当然获取SFR值的途径有两个:

1)器件Data sheet,如22pf0402电容的SFR值在2G左右,
2)通过网络分析仪直接量测其自谐振频率,想想如何量测?S21?

知道了电容的SFR值后,用软件仿真,如RFsim99,选一个或两个电路在于你所供电电路的工作频带是否有足够的噪声抑制比。仿真完后,那就是实际电路试验,如调试手机接收灵敏度时,LNA的电源滤波是关键,好的电源滤波往往可以改善几个dB。

说的通俗一点,把电容当作一个正在漏水的怀子,把交流电的峰值到来时看作给怀子加水,在漏水量相等的情况下,那么加水次数的频率高就多用小点的怀子,这样就能保准水位是高的,相反,在加水次数低频下怀子小了,没等第二次来水时怀中的水位已经下降好多了,所以要用大的水怀来缓和因漏水造成的水位下降。

引用:“为什么在一个大的电容上还并联一个小电容”

因为大电容由于容量大,所以体积一般也比较大,且通常使用多层卷绕的方式制作(动手拆过铝电解电容应该会很有体会,没拆过的也可以拿几种不同的电容拆来看看),这就导致了大电容的分布电感比较大(也叫等效串联电感,英文简称ESL)。

大家知道,电感对高频信号的阻抗是很大的,所以,大电容的高频性能不好。而一些小容量电容则刚刚相反,由于容量小,因此体积可以做得很小(缩短了引线,就减小了ESL,因为一段导线也可以看成是一个电感的),而且常使用平板电容的结构,这样小容量电容就有很小的ESL,这样它就具有了很好的高频性能,但由于容量小的缘故,对低频信号的阻抗大。

所以,如果我们为了让低频、高频信号都可以很好的通过,就采用一个大电容再并上一个小电容的方式。常使用的小电容为0.1uF的瓷片电容,当频率更高时,还可并联更小的电容,例如几pF、几百pF的。而在数字电路中,一般要给每个芯片的电源引脚上并联一个0.1uF的电容到地(这电容叫做去耦电容,当然也可以理解为电源滤波电容。它越靠近芯片的位置越好),因为在这些地方的信号主要是高频信号,使用较小的电容滤波就可以了。

电容的串并联容量公式-电容器的串并联分压公式

1.串联公式:C = C1*C2/(C1 + C2) 2.并联公式C = C1+C2+C3

补充部分:

串联分压比 V1 = C2/(C1 + C2)*V ........电容越大分得电压越小,交流直流条件下均如此 并联分流比 I1 = C1/(C1 + C2)*I ........电容越大通过的电流越大,当然,这是交流条件下

一个大的电容上并联一个小电容

大电容由于容量大,所以体积一般也比较大,且通常使用多层卷绕的方式制作,这就导致了大电容的分布电感比较大(也叫等效串联电感,英文简称ESL)。

电感对高频信号的阻抗是很大的,所以,大电容的高频性能不好。而一些小容量电容则刚刚相反,由于容量小,因此体积可以做得很小(缩短了引线,就减小了ESL,因为一段导线也可以看成是一个电感的),而且常使用平板电容的结构,这样小容量电容就有很小ESL这样它就具有了很好的高频性能,但由于容量小的缘故,对低频信号的阻抗大。

所以,如果我们为了让低频、高频信号都可以很好的通过,就采用一个大电容再并上一个小电容的方式。

常使用的小电容为 0.1uF的CBB电容较好(瓷片电容也行),当频率更高时,还可并联更小的电容,例如几pF,几百pF的。而在数字电路中,一般要给每个芯片的电源引脚上并联一个0.1uF的电容到地(这个电容叫做退耦电容,当然也可以理解为电源滤波电容,越靠近芯片越好),因为在这些地方的信号主要是高频信号,使用较小的电容滤波就可以了。

理想的电容,其阻抗随频率升高而变小(R=1/jwc), 但理想的电容是不存在的,由于电容引脚的分布电感效应,在高频段电容不再是一个单纯的电容,更应该把它看成一个电容和电感的串联高频等效电路,当频率高于其谐振频率时,阻抗表现出随频率升高而升高的特性,就是电感特性,这时电容就好比一个电感了。相反电感也有同样的特性。

大电容并联小电容在电源滤波中非常广泛的用到,根本原因就在于电容的自谐振特性。大小电容搭配可以很好的抑制低频到高频的电源干扰信号,小电容滤高频(自谐振频率高),大电容滤低频(自谐振频率低),两者互为补充。

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围观 28

晶体管、集成电路等有源器件利用来自电源的能量对信号进行转换,而电阻、电容、电感以及连接器等无源元件则不消耗电能——或许是我们的假设。由于无源元件均具有寄生参数,它们实际上会以不可预知的方式改变信号。

引言

有源元件和无源元件——在工程设计领域真的是非白即黑吗?

晶体管和集成电路由于利用来自电源的能量改变信号,所以被认为是有源元件。基于这个依据,我们将电容、电阻、电感、连接器,甚至是印刷电路板(PCB)称为无源元件,因为它们看起来不耗电。然而,由于无源元件均具有寄生参数,它们实际上也会以不可预知的方式改变信号。所以,许多所谓的无源元件并非真的“无源”。本文分为3部分,这里为第1部分,专注于讨论电容的有源特性。

并非完全无源的电容

无源可定义为惰性和/或不活跃,但无源电子元件会以不可预知的方式成为有源电路的一部分。所以,纯容性电容实际上是不存在的。所有电容在本质上都存在一定的寄生成分(图1)。

“图1.
图1. 电容(C)及其最大的寄生元件。

我们进一步观察图1所示寄生元件。标有“C”的电容是我们的考察对象,其它所有元件则是不希望存在的寄生元件1。并联电阻RL引起泄漏,从而改变有源电路的偏置电压、滤波器的Q因子,并影响采样-保持电路的保持能力2。等效串联电阻(ESR)则会降低电容抑制纹波和通过高频信号的能力,因为等效串联电感(ESL)形成谐振电路(即自谐电路)。这意味着,在自谐频率以上时,电容呈现为电感,不再具备电源与地之间的高频噪声去耦作用。电容介质可能是压电介质,增加振动产生的噪声(AC),就好像电容C内部嵌入了电池(未绘出)。冷焊应力造成的压电效应可以改变电容值。压电电解电容也具有等效的串联寄生二极管(未绘出),这些二极管会对高频信号进行整流,改变偏置或增大信号失真。

较小的电池SB1至SB4表示塞贝克(Seebeck)结3,是由不同金属(寄生热电偶)在此形成的电压源。当我们连接测试设备时,需要考虑共用连接器的塞贝克效应。Jim Williams在参考文献4中指出,BNC和橡胶插头连接器对的热电势范围为0.07µV/°C至1.7µV/°C (附录J,图J5)。这一变化只适合我们日常在实验室内部的简单连接。将看起来较小的失调增益乘以1000,就达到1.7mV——这是我们尚未实际开始操作就存在的。

SB2和SB3可能是电容内部连接引线的箔,或连接至焊盘或表贴元件焊料的金属化物。SB1和SB4表示器件通过焊料到PCB铜线的结。以往的焊料是63%的铅和37%的锡,但现在使用的符合RoHS标准的无铅焊料成分变化很大,会影响电容附近的电压,所以必须查询合金成分。

可对介质吸收(DA)或Bob Pease所称的“渗透”进行建模,等效为无数个RC时间常数:DA1至DAINFINITY,其中每个时间常数由电阻RDA和电容CDA组成。Bob Pease列举了一些“渗透”非常重要的实例,本文附录中介绍了一段关于吸收的有趣经历。

“如果您关闭彩色电视机,然后打开后盖,那么在您开始操作之前首先必须要做的是什么?在螺丝刀上连接一条地线,然后接触高压插头上的橡胶垫圈下方,对CRT放电。那好,现在电容已经放电了,如果让这一过程持续大约10分钟,那么有多少电压将“渗透”回显像管的“电容”?当您第二次放电时,足以造成可见的电弧....这就是我所说的介质吸收5。”

由此可见,电容会随着作用电压的改变而改变。然后再加上老化、温度的影响,以及其它可能造成电容器物理损坏的众多因素6,这种简单的无源元件就变得非常复杂。

现在,我们应该讨论一下与自激有关的因素,这是去耦电容以及接地不良的电容最常见的问题。如果接地不良,任何电容都不能正常工作。电容自激主要受图1所示ESL的影响,当然,PCB过孔也会产生一定的影响。工作在射频频段时,这些过孔将影响小电容的自激点。以图2为例,讨论了1µF电容的曲线。

“图2”
图2. 三个电容的自激频率(曲线的最低点),图示表明,电容的性能并不完全一致。在左侧,当曲线(阻抗)向下移动时,电容表现为电容。当达到其最低点时,电容呈现为电感(ESL),不再是有效的去耦电容。

1µF曲线在4.6MHz时达到最小,高于该频率时,ESL占支配地位,电容的工作特性表现为电感。由此,去耦电容在高频下称为一个双向导体:对于电源总线上的高频信号而言,电源线与地短接,反之亦然。电容模糊了电源和地之间的差异。

随着对信号频率和电容的深入考察,我们可能忘记了所产生的谐波或边带。例如,一个50MHz方波的SPI时钟,具有无限次的奇次谐波。大多数系统(并非所有系统)会忽略5次以上的谐波,因为这些谐波的能量已经非常低,在噪底以下。如果谐波在半导体器件中经过整流,仍可造成负面的影响,因为它们会转换成新的低频干扰。

控制生产误差

从图2可以看出,电容在生产过程中存在不一致的问题。一般而言,高质量电容的重复性非常好,而一些廉价电容则会受成本控制而存在较大的生产误差。有些厂商按照严格的误差等级或标准筛选电容(图3),并收取高额费用。这对用于设置系统时间或频率的电容并不适合。

“图3.
图3. 生产误差等级或筛选,会以不同方式影响电容性能。

图3中的实线(黑色)为一个好的生产过程的标准方差,尽管该图在Maxim Integrated应用笔记4301“零晶体管IC,IC设计领域的又一里程碑”中用于表示电阻特性,但也同样适用于电容。当生产误差变化时,每个“盒子”内的器件数量也随之变化。误差曲线可向右移动(绿色虚线),结果是没有符合1%容限的元件;统计概率也可以是双峰曲线(灰色虚线),得到较多的符合5%和10%容限的元件,而符合1%和2%容限的元件数量很少。

从分布特性看,“似乎”能够保证2%容限的元件只有-1到-2,或+1到+2 (没有满足1%容限的器件);“好像”从5%容限的“盒子”里移除了1%和2%容限的器件。我们之所以用“看起来”和“好像”是因为销售量、人为因素也会影响分配比例。例如,工厂经理可能急需发货5%容限的电容,但又没有足够的产品满足本月的需求。而库房又存放了过多的2%容限元件。于是,他将这些元件划分到5%容限的“盒子”里,然后发货。很容易解决了上述问题,人为干预(也确实这么做了)会“歪曲”统计数据和方法。

这样做对于无源电容意味着什么?我们必须了解所预期容限,比如±5%,其统计分布可能在±2%中心位置有一个缺口。电容用于控制关键频率或定时,我们需要预先考虑到这点。这也意味着我们需要规划,通过校准来修正较宽变化范围。

焊接对无源器件性能的影响

焊接会对电容造成应力,尤其是表贴元件。应力将随着振动产生压电电压,甚至损害电容,存在系统故障隐患。

大家对回流焊流程并不陌生,液体焊料的表面张力使元件整齐排列滚动,好像被磁铁吸住一样。如果焊料的温度特性较差,则有可能损坏器件。您可能在现场看到过,电容像墓碑一样单脚直立?如果焊料温度变化出现问题,既有可能引发这种情况。请务必遵守制造商的焊接建议。有些元件对温度更为敏感,所以可能需要用两种或多种不同温度的焊料进行焊接。首先用高熔点焊料对电路中的大多数元件进行焊接,然后再用低温焊接“敏感”元件。必须以正确的顺序使用焊料,避免前期焊接的器件不会随后“溶化”掉。

总结

当我们讨论电容等无源元件时,必须注意这些元件均具有寄生效应,从改变了信号。当然,这种影响取决于信号强度。当测量微伏级信号时,需要谨慎考虑以下因素:接地(星形连接点)、屏蔽去耦电容、保护线、布局、塞贝克效应、电缆结构,以及连接器。我们的原理图上往往忽略了这些因素,但当我们排查微弱的噪声干扰或信号时,将不得不考虑这些因素。

注意,无源电容不仅仅是一个无源元件,要比表面看起来“活跃”得多,寄生成分、误差、校准、温度、老化,甚至组装方法和操作规范都会对电路产生微妙的影响,从而影响器件性能。了解到这一点,我们还需要理解电容器的累积误差。在本文的后续部分,我们还将讨论其它类型的无源元件:电阻、电位器、开关,甚至是不引人注意的PCB。

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围观 8

滤波电容器、共模电感、磁珠在EMC设计电路中是常见的身影,也是消灭电磁干扰的三大利器。对于这这三者在电路中的作用,相信还有很多工程师搞不清楚。本文从设计中,详细分析了消灭EMC三大利器的原理。

三大利器之滤波电容器

尽管从滤除高频噪声的角度看,电容的谐振是不希望的,但是电容的谐振并不是总是有害的。当要滤除的噪声频率确定时,可以通过调整电容的容量,使谐振点刚好落在骚扰频率上。

在实际工程中,要滤除的电磁噪声频率往往高达数百MHz,甚至超过1GHz。对这样高频的电磁噪声必须使用穿心电容才能有效地滤除。普通电容之所以不能有效地滤除高频噪声,是因为两个原因:一个原因是电容引线电感造成电容谐振,对高频信号呈现较大的阻抗,削弱了对高频信号的旁路作用;另一个原因是导线之间的寄生电容使高频信号发生耦合,降低了滤波效果。

穿心电容之所以能有效地滤除高频噪声,是因为穿心电容不仅没有引线电感造成电容谐振频率过低的问题,而且穿心电容可以直接安装在金属面板上,利用金属面板起到高频隔离的作用。但是在使用穿心电容时,要注意的问题是安装问题。

穿心电容最大的弱点是怕高温和温度冲击,这在将穿心电容往金属面板上焊接时造成很大困难。许多电容在焊接过程中发生损坏。特别是当需要将大量的穿心电容安装在面板上时,只要有一个损坏,就很难修复,因为在将损坏的电容拆下时,会造成邻近其它电容的损坏。

三大利器之共模电感

由于EMC所面临解决问题大多是共模干扰,因此共模电感也是我们常用的有力元件之一,共模电感是一个以铁氧体为磁芯的共模干扰抑制器件,它由两个尺寸相同,匝数相同的线圈对称地绕制在同一个铁氧体环形磁芯上,形成一个四端器件,要对于共模信号呈现出大电感具有抑制作用,而对于差模信号呈现出很小的漏电感几乎不起作用。

原理是流过共模电流时磁环中的磁通相互叠加,从而具有相当大的电感量,对共模电流起到抑制作用,而当两线圈流过差模电流时,磁环中的磁通相互抵消,几乎没有电感量,所以差模电流可以无衰减地通过。因此共模电感在平衡线路中能有效地抑制共模干扰信号,而对线路正常传输的差模信号无影响。

“图题:三大利器之共模电感”

共模电感在制作时应满足以下要求:

(1)绕制在线圈磁芯上的导线要相互绝缘,以保证在瞬时过电压作用下线圈的匝间不发生击穿短路。

(2)当线圈流过瞬时大电流时,磁芯不要出现饱和。

(3)线圈中的磁芯应与线圈绝缘,以防止在瞬时过电压作用下两者之间发生击穿。

(4)线圈应尽可能绕制单层,这样做可减小线圈的寄生电容,增强线圈对瞬时过电压的而授能力。

通常情况下,同时注意选择所需滤波的频段,共模阻抗越大越好,因此我们在选择共模电感时需要看器件资料,主要根据阻抗频率曲线选择。另外选择时注意考虑差模阻抗对信号的影响,主要关注差模阻抗,特别注意高速端口。

三大利器之磁珠

在产品数字电路EMC设计过程中,我们常常会使用到磁珠,铁氧体材料是铁镁合金或铁镍合金,这种材料具有很高的导磁率,他可以是电感的线圈绕组之间在高频高阻的情况下产生的电容最小。

铁氧体材料通常在高频情况下应用,因为在低频时他们主要程电感特性,使得线上的损耗很小。在高频情况下,他们主要呈电抗特性比并且随频率改变。实际应用中,铁氧体材料是作为射频电路的高频衰减器使用的。

实际上,铁氧体较好的等效于电阻以及电感的并联,低频下电阻被电感短路,高频下电感阻抗变得相当高,以至于电流全部通过电阻。铁氧体是一个消耗装置,高频能量在上面转化为热能,这是由他的电阻特性决定的。

铁氧体磁珠与普通的电感相比具有更好的高频滤波特性。铁氧体在高频时呈现电阻性,相当于品质因数很低的电感器,所以能在相当宽的频率范围内保持较高的阻抗,从而提高高频滤波效能。

在低频段,阻抗由电感的感抗构成,低频时R很小,磁芯的磁导率较高,因此电感量较大,L起主要作用,电磁干扰被反射而受到抑制;并且这时磁芯的损耗较小,整个器件是一个低损耗、高Q特性的电感,这种电感容易造成谐振因此在低频段,有时可能出现使用铁氧体磁珠后干扰增强的现象。

在高频段,阻抗由电阻成分构成,随着频率升高,磁芯的磁导率降低,导致电感的电感量减小,感抗成分减小。但是,这时磁芯的损耗增加,电阻成分增加,导致总的阻抗增加,当高频信号通过铁氧体时,电磁干扰被吸收并转换成热能的形式耗散掉。
 
铁氧体抑制元件广泛应用于印制电路板、电源线和数据线上。如在印制板的电源线入口端加上铁氧体抑制元件,就可以滤除高频干扰。铁氧体磁环或磁珠专用于抑制信号线、电源线上的高频干扰和尖峰干扰,它也具有吸收静电放电脉冲干扰的能力。

使用片式磁珠还是片式电感主要还在于实际应用场合。在谐振电路中需要使用片式电感。而需要消除不需要的EMI噪声时,使用片式磁珠是最佳的选择。

片式磁珠和片式电感的应用场合

片式电感: 射频(RF)和无线通讯,信息技术设备,雷达检波器,汽车电子,蜂窝电话,寻呼机,音频设备,个人数字助理(PDAs),无线遥控系统以及低压供电模块等。

片式磁珠: 时钟发生电路,模拟电路和数字电路之间的滤波,I/O输入/输出内部连接器(比如串口,并口,键盘,鼠标,长途电信,本地局域网),射频电路和易受干扰的逻辑设备之间,供电电路中滤除高频传导干扰,计算机,打印机,录像机(VCRS),电视系统和手提电话中的EMI噪声抑止。

磁珠的单位是欧姆,因为磁珠的单位是按照它在某一频率产生的阻抗来标称的,阻抗的单位也是欧姆。磁珠的DATASHEET上一般会提供频率和阻抗的特性曲线图,一般以100MHz为标准,比如是在100MHz频率的时候磁珠的阻抗相当于1000欧姆。针对我们所要滤波的频段需要选取磁珠阻抗越大越好,通常情况下选取600欧姆阻抗以上的。

另外选择磁珠时需要注意磁珠的通流量,一般需要降额80%处理,用在电源电路时要考虑直流阻抗对压降影响。

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围观 33

在您的电源中很容易找到作为寄生元件的100fF电容器。您必须明白,只有处理好它们才能获得符合EMI标准的电源。

从开关节点到输入引线的少量寄生电容(100毫微微法拉)会让您无法满足电磁干扰(EMI)需求。那100fF电容器是什么样子的呢?在Digi-Key中,这种电容器不多。即使有,它们也会因寄生问题而提供宽泛的容差。

不过,在您的电源中很容易找到作为寄生元件的100fF电容器。只有处理好它们才能获得符合EMI标准的电源。

图1是这些非计划中电容的一个实例。图中的右侧是一个垂直安装的FET,所带的开关节点与钳位电路延伸至了图片的顶部。输入连接从左侧进入,到达距漏极连接1cm以内的位置。这就是故障点,在这里FET的开关电压波形可以绕过EMI滤波器耦合至输入。

“图1.
图1. 开关节点与输入连接临近,会降低EMI性能

注意,漏极连接与输入引线之间有一些由输入电容器提供的屏蔽。该电容器的外壳连接至主接地,可为共模电流提供返回主接地的路径。如图2所示,这个微小的电容会导致电源EMI签名超出规范要求。

“图2.
图2. 寄生漏极电容导致超出规范要求的EMI性能

这是一条令人关注的曲线,因为它反映出了几个问题:明显超出了规范要求的较低频率辐射、共模问题通常很明显的1MHz至2MHz组件,以及较高频率组件的衰减正弦(x)/x分布。

需要采取措施让辐射不超出规范。我们利用通用电容公式将其降低了:

C = ε ˙ A/d

我们无法改变电容率(ε),而且面积(A)也已经是最小的了。不过,我们可以改变间距(d)。如图3所示,我们将组件与输入的距离延长了3倍。最后,我们采用较大接地层增加了屏蔽。

“图3.
图3. 这个修改后的布局不仅可增加间距,而且还可带来屏蔽性能

图4是修改后的效果图。我们在故障点位置为EMI规范获得了大约6dB的裕量。此外,我们还显著减少了总体EMI签名。所有这些改善都仅仅是因为布局的调整,并未改变电路。如果您的电路具有高电压开关并使用了屏蔽距离,您需要非常小心地对其进行控制。

“图4.
图4. EMI性能通过屏蔽及增加的间距得到了改善

总之,来自离线开关电源开关节点的100fF电容会导致超出规范要求的EMI签名。这种电容量只需寄生元件便可轻松实现,例如对漏极连接进行路由,使其靠近输入引线。通常可通过改善间距或屏蔽来解决该问题。要想获得更大衰减,需要增加滤波或减缓电路波形。

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电容充放电时间计算公式

设,V0 为电容上的初始电压值;V1 为电容最终可充到或放到的电压值;Vt 为t时刻电容上的电压值。则:

Vt=V0 +(V1-V0)× [1-exp(-t/RC)]
t = RC × Ln[(V1 - V0)/(V1 - Vt)]

例如,电压为E的电池通过R向初值为0的电容C充电 , V0=0,V1=E,故充到t时刻电容上的电压为:

Vt=E × [1-exp(-t/RC)]

再如,初始电压为E的电容C通过R放电 , V0=E,V1=0,故放到t时刻电容上的电压为:

Vt=E × exp(-t/RC)

又如,初值为1/3Vcc的电容C通过R充电,充电终值为Vcc,问充到2/3Vcc需要的时间是多少?

V0=Vcc/3,V1=Vcc,Vt=2*Vcc/3,故

t=RC × Ln[(1-1/3)/(1-2/3)]=RC × Ln2 =0.693RC

注:以上exp()表示以e为底的指数函数;Ln()是e为底的对数函数

RC回路充放电时间的推导过程需要用高等数学,简单的方法只要记住RC回路的时间常数τ=R×C,在充电时,每过一个τ的时间,电容器上电压就上升(1-1/e)约等于0.632倍的电源电压与电容器电压之差;放电时相反。如C=10μF,R=10k,则τ=10e-6×10e3=0.1s 在初始状态Uc=0时,接通电源,则过0.1s(1τ)时,电容器上电压Uc为0+(1-0)×0.632=0.632倍电源电压U,到0.2s(2τ)时,Uc为0.632+(1-0.632)×0.632=0.865倍U……以此类推,直到t=∞时,Uc=U。放电时同样运用,只是初始状态不同,初始状态Uc=U。

进入正题前,我们先来回顾下电容的充放电时间计算公式,假设有电源Vu通过电阻R给电容C充电,V0为电容上的初始电压值,Vu为电容充满电后的电压值,Vt为任意时刻t时电容上的电压值,那么便可以得到如下的计算公式:

Vt = V0 + (Vu – V0) * [1 – exp( -t/RC)]

如果电容上的初始电压为0,则公式可以简化为:

Vt = Vu * [1 – exp( -t/RC)]

由上述公式可知,因为指数值只可能无限接近于0,但永远不会等于0,所以电容电量要完全充满,需要无穷大的时间。

当t = RC时,Vt = 0.63Vu;

当t = 2RC时,Vt = 0.86Vu;

当t = 3RC时,Vt = 0.95Vu;

当t = 4RC时,Vt = 0.98Vu;

当t = 5RC时,Vt = 0.99Vu;

可见,经过3~5个RC后,充电过程基本结束。

当电容充满电后,将电源Vu短路,电容C会通过R放电,则任意时刻t,电容上的电压为:

Vt = Vu * exp( -t/RC)

对于简单的串联电路,时间常数就等于电阻R和电容C的乘积,但是,在实际电路中,时间常数RC并不那么容易算,例如下图(a)。

“”

对于上图(a),如果从充电的角度去计算时间常数会比较难,我们不妨换个角度来思考,我们知道,时间常数只与电阻和电容有关,而与电源无关,对于简单的由一个电阻R和一个电容C串联的电路来说,其充电和放电的时间参数是一样的,都是RC,所以,我们可以把上图中的电源短路,使电容C1放电,如上图(b)所示,很容易得到其时间常数:

t = RC = (R1//R2)*C

使用同样的方法,可以将下图(a)电路等效成(b)的放电电路形式,得到电路的时间常数:

t = RC = R1*(C1+C2)

“”

用同样的方法,可以将下图(a)电路等效成(b)的放电电路形式,得到电路的时间常数:

t = RC = ((R1//R3//R4)+R2)*C1

“”

对于电路时间常数RC的计算,可以归纳为以下几点:

1).如果RC电路中的电源是电压源形式,先把电源“短路”而保留其串联内阻;

2).把去掉电源后的电路简化成一个等效电阻R和等效电容C串联的RC放电回路,等效电阻R和等效电容C的乘积就是电路的时间常数;

3).如果电路使用的是电流源形式,应把电流源开路而保留它的并联内阻,再按简化电路的方法求出时间常数;

4).计算时间常数应注意各个参数的单位,当电阻的单位是“欧姆”,电容的单位是“法拉”时,乘得的时间常数单位才是“秒”。

对于在高频工作下的RC电路,由于寄生参数的影响,很难根据电路中各元器件的标称值来计算出时间常数RC,这时,我们可以根据电容的充放电特性来通过曲线方法计算,前面已经介绍过了,电容充电时,经过一个时间常数RC时,电容上的电压等于充电电源电压的0.63倍,放电时,经过一个时间常数RC时,电容上的电压下降到电源电压的0.37倍。

“”

如上图所示,如通过实验的方法绘出电容的充放电曲线,在起点处做一条充放电切线,则切线与横轴的交点就是时间常数RC。

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围观 32

一 阻容降压的基本概念

1、什么是阻容降压?

阻容降压是一种利用电容在一定频率的交流信号下产生的容抗来限制最大工作电流的电路。

电容器实际上起到一个限制电流和动态分配电容器和负载两端电压的角色。

2、阻容降压电路由哪几部分组成?

阻容降压电路由降压模块、整流模块、稳压模块和滤波模块组成。

“”

3、阻容降压基本设计要素

电路设计时,应先确定负载最大工作电流,通过此电流值计算电容容值大小,从而选取适当电容。

此处与线性变压器电源的区别:阻容降压电源是通过负载电流选定电容;线性变压器电源是通过负载电压和功率选定变压器。

阻容降压电流计算

阻容降压电路可以等效为由降压电容C1和负载电阻R1组成,电阻和电容串联分压。

“”

电容C1的容抗为Zc=-j/wC=-j/2πfC

电阻R1的阻抗为Zr=R

总的等效阻抗为Z=Zc+Zr=-j/2πfC+R

所以I=U/Z=U/(Zc+Zr)=U/(-j/2πfC+R)

“”

因为阻容降压电源仅适用于小电流电路,选取的电容容值范围一般为0.33UF到2.5UF,所以Zc为-1592j到-9651j。而等效负载阻抗Zr在200Ω左右,显然有|Zc|>>|Zr|,同时输入电源电压分在负载上的压降也远小于电容的压降,所以有:Z≈Zc,矢量图的θ角接近于90°。

由此可得:

I=U/Z=U/Zc=U/(-j/2πfC)

=220*2π*f*C*j

=220*2π*50*C*j

=j69000C

I=|I|∠90°,电流有效值I1=|I|=69000C。当整流方式采用半波整流时,I1=0.5|I|=34500C。

设计举例

已知条件:负载工作电流15mA,工作电压5V。求降压电容容值?

采用半波整流方式,根据计算式I1=0.5|I|=34500C可知,C=0.43uF。所以此处选用0.47uF的电容,反过来可以验证提供的电流I1=34500C=16.2mA,多余电流从稳压管流过。

阻容降压的优点:

体积小;成本低。

阻容降压的缺点:

非隔离电源,不安全;

不能用于大功率负载;

不适合容性和感性负载;

不适合动态负载。

二、阻容降压的基本原理

1、电容充电放电原理

“”

电容是一种以电场形式储存能量的无源器件。电容充放电过程的本质是两导电平行板获取与释放电子的过程。

电容充电:

当电容内电场强度E小于电容两端外接电源电压U时,电容开始充电。此时电容正电极不断失电子,负极不断得电子,内电场E不断增强直到与外接电压U相等时,充电结束。

电容放电:

当电容内电场强度E大于电容两端外接电源电压U时,电容开始放电。此时电容正电极不断得电子,负极不断失电子,内电场E不断减弱直到与外接电压U相等时,放电结束。

电容的直流充电放电过程

“”

“”

如上图充电过程,求C1电压冲到1V时间:

因为V0=0V、Vt=1V、V1=5V、R=10K、C=0.1uF,所以T= 10000*0.1*0.000001*Ln(5/4)=223uS

电容的交流充电放电过程

电容的直流充电放电是一次完成的,而交流充电放电是一个不断重复出现的过程。

“”

全波整流电路

“”

“”

半波整流电路

“”

“”

各元器件作用和选择

“”

F1:保险丝,起过流保护作用,选用400mA250V型号。

RV1:压敏电阻,起浪涌保护作用,一般选用10D471K型号。

C1: 降压电容,利用较大的容抗限制电路总电流。常用聚酯电容(CL21)、聚丙烯电容(CBB21)、安规电容(X2) ,容值依负载需求而定,此电容容量越大电路越不安全,在设计此电路时,如果220VAC供电情况下容量超过2.5uF,110VAC供电情况下容量超过4uF就因该放弃阻容降压考虑其它电路。此处选用0.56uF安规电容(X2),提供19mA电流。

R2:放电电阻,断电后为电容C1提供放电回路,防止在快速插拔电源插头或插头接触不良时C1电容上的残余电压和电网电压叠加对后续器件形成高压冲击和防止拔出电源插头后接触到人体对人员产生伤害。一般要求断电后C1电压衰减到37%的时间应小于1秒,因为T=RC*Ln[(V0-V1)/(Vt-V1)],所以T=RC,R=t/C,R<1/C。此处用3个390K的0805贴片电阻(分担电压和功率)。

R1:限流电阻,此电阻主要是防止首次上电和在快速插拔电源插头或插头接触不良时所产生的高压冲击对整流二极管的损坏。电容C2在首次上电如果刚好碰在波峰处,因C2在通电瞬间呈短路状态(一阶零状态响应),此时交流电源直接加在R1和整流管上,R1上有220VAC*1.414=311VDC瞬间直流电压,如果上电时C1电荷未放完,此电压可能会更高 。所以R1要选择耐电流冲击强和耐高压的电阻,R1电阻不能太小,也不能太大,电阻太小冲击电流大,电阻太大整个电路功耗增大。整流二极管的峰值电流一般会比较大,如1N400X系列峰值电流为50A,所以一般取R1电阻在10-50Ω之间。

DZ1:稳压二极管,选用1N4733,稳压电压Vz为5.1V。DZ1的最大稳压电流Iz必须大于电容C1最大充放电电流。

R5:与电容E1、C2组成RC滤波,减小纹波。

D1:整流二极管,起半波整流作用,选用1N4007。

D2:整流二极管,起半波整流作用,选用1N4007。

E1:电解电容,对稳压后的电压滤波,同时在电源关断的半个周期为负载提供电能。电源下半个周期来临前,E1必须保证为负载提供的电压不能衰减太多,此处选用1000uF25V型号。T=RC*Ln[(V0-V1)/(Vt-V1)]=10mS,所以衰减后的电压Vt=4.8V。

C2:贴片电容,滤波作用,选用0.1uF。

R6:放电电阻,断电后为E1提供放电回路,一般为5~10K。

R7:等效负载。

主要元器件的图片

一次熔断保险丝

“”

自恢复保险丝

“”

压敏电阻

“”

金属化聚酯膜电容器(CL21)

“”

金属化聚丙烯电容器(CBB21)

“”

X2安规电容器(CBB62/MKP)

“”

三、阻容降压的应用

阻容降压因其体积小成本低的特点,适合于小功率小电流负载。常见应用有电能表、小功率LED灯驱动、小家电和温控器等。

“”

LED灯驱动

“”

小家电应用

风扇控制器

“”

电暖气控制器

“”

咖啡机

“”

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围观 14

三极管除了可以当做交流信号放大器之外,也可以做为开关之用。严格说起来,三极管与一般的机械接点式开关在动作上并不完全相同,但是它却具有一些机械式开关所没有的特点。图1所示,即为三极管电子开关的基本电路图。由下图可知,负载电阻被直接跨接于三极管的集电极与电源之间,而位居三极管主电流的回路上。

“”

输入电压Vin则控制三极管开关的开启(open) 与闭合(closed) 动作,当三极管呈开启状态时,负载电流便被阻断,反之,当三极管呈闭合状态时,电流便可以流通。详细的说,当Vin为低电压时,由于基极没有电流,因此集电极亦无电流,致使连接于集电极端的负载亦没有电流,而相当于开关的开启,此时三极管乃胜作于截止(cut off)区。

同理,当Vin为高电压时,由于有基极电流流动,因此使集电极流过更大的放大电流,因此负载回路便被导通,而相当于开关的闭合,此时三极管乃胜作于饱和区(saturation)。

1、三极管开关电路的分析设计

由于对硅三极管而言,其基射极接面之正向偏压值约为0.6伏特,因此欲使三极管截止,Vin必须低于0.6伏特,以使三极管的基极电流为零。通常在设计时,为了可以更确定三极管必处于截止状态起见,往往使Vin值低于 0.3伏特。 (838电子资源)当然输入电压愈接近零伏特便愈能保证三极管开关必处于截止状态。欲将电流传送到负载上,则三极管的集电极与射极必须短路,就像机械开关的闭合动作一样。欲如此就必须使 Vin达到够高的准位,以驱动三极管使其进入饱和工作区工作,三极管呈饱和状态时,集电极电流相当大,几乎使得整个电源电压Vcc均跨在负载电阻上,如此则VcE便接近于0,而使三极管的集电极和射极几乎呈短路。在理想状况下,根据奥姆定律三极管呈饱和时,其集电极电流应该为﹕

“”

因此,基极电流最少应为:

“”

上式表出了IC和IB之间的基本关系,式中的β值代表三极管的直流电流增益,对某些三极管而言,其交流β值和直流β值之间,有着甚大的差异。欲使开关闭合,则其Vin值必须够高,以送出超过或等于(式1) 式所要求的最低基极电流值。由于基极回路只是一个电阻和基射极接面的串联电路,故Vin可由下式来求解﹕

“”

一旦基极电压超过或等于(式2) 式所求得的数值,三极管便导通,使全部的供应电压均跨在负载电阻上,而完成了开关的闭合动作。

总而言之,三极管接成图1的电路之后,它的作用就和一只与负载相串联的机械式开关一样,而其启闭开关的方式,则可以直接利用输入电压方便的控制,而不须采用机械式开关所常用的机械引动(mechanical actuator)﹑螺管柱塞(solenoid plunger)或电驿电枢(relay armature)等控制方式。

为了避免混淆起见,本文所介绍的三极管开关均采用NPN三极管,当然NPN三极管亦可以被当作开关来使用,只是比较不常见罢了。

试解释出在图2的开关电路中,欲使开关闭合(三极管饱和) 所须的输入电压为何﹖并解释出此时之负载电流与基极电流值解﹕由2式可知,在饱和状态下,所有的供电电压完全跨降于负载电阻上,因此由方程式(1) 可知:

“”

因此输入电压可由下式求得﹕

“”

“图2
图2 用三极管做为灯泡开关

欲利用三极管开关来控制大到1.5A的负载电流之启闭动作,只须要利用甚小的控制电压和电流即可。此外,三极管虽然流过大电流,却不须要装上散热片,因为当负载电流流过时,三极管呈饱和状态,其VCE趋近于零,所以其电流和电压相乘的功率之非常小,根本不须要散热片。

2、三极管开关与机械式开关的比较

截至目前为止,我们都假设当三极管开关导通时,其基极与射极之间是完全短路的。事实并非如此,没有任何三极管可以完全短路而使VCE=0,大多数的小信号硅质三极管在饱和时,VCE(饱和) 值约为0.2伏特,纵使是专为开关应用而设计的交换三极管,其VCE(饱和) 值顶多也只能低到0.1伏特左右,而且负载电流一高,VCE(饱和) 值还会有些许的上升现象,虽然对大多数的分析计算而言,VCE(饱和) 值可以不予考虑,但是在测试交换电路时,必须明白VCE(饱和) 值并非真的是0。

虽然VCE(饱和)的电压很小,本身微不足道,但是若将几个三极管开关串接起来,其总和的压降效应就很可观了,不幸的是机械式的开关经常是采用串接的方式来工作的,如图3(a)所示,三极管开关无法模拟机械式开关的等效电路(如图3(b)所示)来工作,这是三极管开关的一大缺点。

“图3
图3 三极管开关与机械式开关电路

幸好三极管开关虽然不适用于串接方式,却可以完美的适用于并接的工作方式,如图4所示者即为一例。三极管开关和传统的机械式开关相较,具有下列四大优点﹕

(1)三极管开关不具有活动接点部份,因此不致有磨损之虑,可以使用无限多次,一般的机械式开关,由于接点磨损,顶多只能使用数百万 次左右,而且其接点易受污损而影响工作,因此无法在脏乱的环境下运作,三极管开关既无接点又是密封的,因此无此顾虑。

(2)三极管开关的动作速度较一般的开关为快,一般开关的启闭时间是以毫秒 (ms)来计算的,三极管开关则以微秒(μs)计。

(3)三极管开关没有跃动(bounce) 现象。一般的机械式开关在导通的瞬间会有快速的连续启闭动作,然后才能逐渐达到稳定状态。

(4)利用三极管开关来驱动电感性负载时,在开关开启的瞬间,不致有火花产生。反之,当机械式开关开启时,由于瞬间切断了电感性负载样 上的电流,因此电感之瞬间感应电压,将在接点上引起弧光,这种电弧非但会侵蚀接点的表面,亦可能造成干扰或危害。

“图4三极管开关之并联联接”
图4三极管开关之并联联接

3、三极管开关的测试

三极管开关不像机械式开关可以光凭肉眼就判断出它目前的启闭状态,因此必须利用电表来加以测试。在图5所示的标准三极管开关电路中,当开关导通时,VEC的读值应该为0,反之当开关切断时,VCE应对于VCC。

三极管开关在切断的状况下,由于负载上没有电流流过,因此也没有压降,所以全部的供应电压均跨降在开关的两端,因此其VCE值应等于VCC,这和机械式开关是完全相同的。如果开关本身应导通而未导通,那就得测试Vin的大小了。欲保证三极管导通,其基极的Vin电压值就必须够高,如果Vin值过低,则问题就出自信号源而非三极管本身了。假使在Vin的准位够高,驱动三极管导通绝无问题时,而负载却仍未导通,那就要测试电源电压是否正常了。

在导通的状态下,硅三极管的VBE值约为0.6伏特,假使Vin值够高,而VBE值却高于和低于0.6伏特,例如VBE为1.5伏特或0.2伏特,这表示基射极接面可能已经损坏,必须将三极管换掉。当然这一准则也未必百分之百正确,许多大电流额定的功率三极管,其VBE值经常是超过1伏特的,因此即使 VBE的读值达到1.5伏特,也未必就能肯定三极管的接面损坏,这时候最好先查阅三极管规格表后再下断言。

一旦VBE正常且有基极电流流动时,便必须测试VCE值,假使VCE趋近于VCC,就表示三极管的集基接面损坏,必须换掉三极管。假使VCE趋近于零伏特,而负载仍未导通,这可能是负载本身有开路现象发生,因此必须检换负载。

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图5 三极管开关电路,各主要测试电的电压图

当Vin降为低电压准位,三极管理应截止而切断负载,如果负载仍旧未被切断,那可能是三极管的集基极和集射极短路,必须加以置换。

3.1 基本三极管开关之改进电路

有时候,我们所设定的低电压准位未必就能使三极管开关截止,尤其当输入准位接近0.6伏特的时候更是如此。想要克服这种临界状况,就必须采取修正步骤,以保证三极管必能截止。图6就是针对这种状况所设计的两种常见之改良电路。

“图6
图6 确保三极管开关动作,正确的两种改良电路

图6(a) 的电路,在基射极间串接上一只二极管,因此使得可令基极电流导通的输入电压值提升了0.6伏特,如此即使Vin值由于信号源的误动作而接近0.6伏特时,亦不致使三极管导通,因此开关仍可处于截止状态。

图6(b)的电路加上了一只辅助-截止(hold-off)电阻R2,适当的R1,R2及Vin值设计,可于临界输入电压时确保开关截止。由图6(b)可知在基射极接面未导通前(IB0),R1和R2形成一个串联分压电路,因此R1必跨过固定(随Vin而变) 的分电压,所以基极电压必低于Vin值,因此即使Vin接近于临界值(Vin=0.6伏特) ,基极电压仍将受连接于负电源的辅助-截止电阻所拉下,使低于0.6伏特。由于R1,R2及VBB值的刻意设计,只要Vin在高值的范围内,基极仍将有足够的电压值可使三极管导通,不致受到辅助-截止电阻的影响。

3.1.1 加速电容器(speed-up capacitors)

在要求快速切换动作的应用中,必须加快三极管开关的切换速度。图7为一种常见的方式,此方法只须在RB电阻上并联一只加速电容器,如此当Vin由零电压往上升并开始送电流至基极时,电容器由于无法瞬间充电,故形同短路,然而此时却有瞬间的大电流由电容器流向基极,因此也就加快了开关导通的速度。稍后,待充电完毕后,电容就形同开路,而不影响三极管的正常工作。

“”
图7 加了加速电容器的电路

一旦输入电压由高准位降回零电压准位时,电容器会在极短的时间内即令基射极接面变成反向偏压,而使三极管开关迅速切断,这是由于电容器的左端原已充电为正电压,如图6-9所示,因此在输入电压下降的瞬间,电容器两端的电压无法瞬间改变仍将维持于定值,故输入电压的下降立即使基极电压随之而下降,因此令基射极接面成为反向偏压,而迅速令三极管截止。适当的选取加速电容值可使三极管开关的切换时间减低至几十分之微秒以下,大多数的加速电容值约为数百个微微法拉(pF) 。

有时候三极管开关的负载并非直接加在集电极与电源之间,而是接成图8的方式,这种接法和小信号交流放大器的电路非常接近,只是少了一只输出耦合电容器而已。这种接法和正常接法的动作恰好相反,当三极管截止时,负载获能,而当三极管导通时,负载反被切断,这两种电路的形式都是常见的,因此必须具有清晰的分辨能力。

“图8
图8 将负载接于三极管开关电路的改进接法

3.1.2 图腾式开关(Totem-pole switches)

假使图8的三极管开关加上了电容性负载(假定其与RLD并联) ,那么在三极管截止后,由于负载电压必须经由RC电阻对电容慢慢充电而建立,因此电容量或电阻值愈大,时间常数(RC) 便愈大,而使得负载电压之上升速率愈慢,在某些应用中,这种现象是不容许的,因此必须采用图9的改良电路。

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图9 图腾式三极管开关

图腾式电路是将一只三极管直接迭接于另一三极管之上所构成的,它也因此而得名。欲使负载获能,必须使Q1三极管导通,同时使Q2三极管截断,如此负载便可经由Q1而连接至VCC上,欲使负载去能,必须使Q1三极管截断,同时使Q2三极管导通,如此负载将经由Q2接地。由于Q1的集电极除了极小的接点电阻外,几乎没有任何电阻存在(如图9所示) ,因此负载几乎是直接连接到正电源上的,也因此当Q1导通时,就再也没有电容的慢速充电现象存在了。所以可说Q1“将负载拉起”,而称之为“挽起 (pull up) 三极管”,Q2则称为“拉下(pull down) 三极管”。图9左半部的输入控制电路,负责Q1和Q2三极管的导通与截断控制,但是必须确保Q1和Q2使不致同时导通,否则将使VCC和地之间经由Q1和 Q2而形同短路,果真如此,则短路的大电流至少将使一只三极管烧毁。因此图腾式三极管开关绝对不可如图6-4般地采用并联方式来使用,否则只要图腾上方的三极管Q1群中有任一只导通,而下方的Q2群中又恰好有一只导通,电源便经由导通之Q1和Q2短路,而造成严重的后果。

3.2 三极管开关之应用

3.2.1 驱动指示

晶体管开关最常见的应用之一,是用以驱动指示灯,利用指示灯可以指示电路某特定点的动作状况,亦可以指示马达的控制器是否被激励,此外亦可以指示某一限制开关是否导通或是某一数字电路是否处于高电位状态。

举例而言,图10(a)即是利用晶体管开关来指示一只数字正反器(flip-flop)的输出状态。假使正反器的输出为高准位(一般为5伏特) ,晶体管开关便被导通,而令指示灯发亮,因此操作员只要一看指示灯,便可以知道正反器目前的工作状况,而不须要利用电表去检测。

有时信号源(如正反器)输出电路之电流容量太小,不足以驱动晶体管开关,此时为避免信号源不胜负荷而产生误动作,便须采用图10(b) 所示的改良电路,当输出为高准位时,先驱动射极随耦晶体管Q1做电流放大后,再使Q2导通而驱动指示灯,由于射极随耦级的输入阻抗相当高,因此正反器之须要提供少量的输入电流,便可以得到满意的工作。

数字显示器图10(a)之电路经常被使用于数字显示器上。

“”
图10(a) 基本电路图 (b) 改良电路

3.2.2 不同电压准位的界面电路

在工业设备中,往往必须利用固态逻辑电路来担任控制的工作,有关数字逻辑电路的原理,将在下一章详细加以介绍,在此为说明界面电路起见,先将工业设备的控制电路分为三大部份﹕(1)输入部份,(2)逻辑部份,(3)输出部份。

为达到可靠的运作,工业设备的输入与输出部份通常工作于较高的电压准位,一般为220伏特。而逻辑部份却是操作于低电压准位的,为了使系统正常工作,便必须使这两种不同的电压准位之间能够沟通,这种不同电压间的匹配工作就称做界面(interface)问题。担任界面匹配工作的电路,则称为界面电路。三极管开关就经常被用来担任此类工作。

图11利用三极管开关做为由高压输入控制低压逻辑的界面电路之实例,当输入部份的微动开关闭合时,降压变压器便被导通,而使全波整流滤波电路送出低压的直流控制信号,此信号使三极管导通,此时集电极电压降为0(饱和)伏特,此0伏特信号可被送入逻辑电路中,以表示微动开关处于闭合状态。

反之,若微动开关开启,变压器便不通电,而使三极管截止,此时集电极电压便上升至VCC值,此一VCC信号,可被送入逻辑电路中,藉以表示微动开关处于开启状态。在图11之中,逻辑电路被当作三极管的负载,连接于集电极和地之间(如图11) ,因此三极管开关电路的R1,R2和RC值必须慎加选择,以保证三极管只工作于截止区与饱和区,而不致工作于主动(线性) 区内。

“图11三极管开关当作输入部份与逻辑部份之间的界面”
图11三极管开关当作输入部份与逻辑部份之间的界面

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引言

在开关电源中,EMI滤波器对共模和差模传导噪声的抑制起着显著的作用。在研究滤波器原理的基础上,探讨了一种对共模、差模信号进行独立分析,分别建模的方法,最后基于此提出了一种EMI滤波器的设计程序。

高频开关电源由于其在体积、重量、功率密度、效率等方面的诸多优点,已经被广泛地应用于工业、国防、家电产品等各个领域。在开关电源应用于交流电网的场合,整流电路往往导致输入电流的断续,这除了大大降低输入功率因数外,还增加了大量高次谐波。同时,开关电源中功率开关管的高速开关动作(从几十kHz到数MHz),形成了EMI(electromagnetic interference)骚扰源。从已发表的开关电源论文可知,在开关电源中主要存在的干扰形式是传导干扰和近场辐射干扰,传导干扰还会注入电网,干扰接入电网的其他设备。

减少传导干扰的方法有很多,诸如合理铺设地线,采取星型铺地,避免环形地线,尽可能减少公共阻抗;设计合理的缓冲电路;减少电路杂散电容等。除此之外,可以利用EMI滤波器衰减电网与开关电源对彼此的噪声干扰。

EMI骚扰通常难以精确描述,滤波器的设计通常是通过反复迭代,计算制作以求逐步逼近设计要求。本文从EMI滤波原理入手,分别通过对其共模和差模噪声模型的分析,给出实际工作中设计滤波器的方法,并分步骤给出设计实例。

1、EMI滤波器设计原理

在开关电源中,主要的EMI骚扰源是功率半导体器件开关动作产生的dv/dt和di/dt,因而电磁发射EME(Electromagnetic Emission)通常是宽带的噪声信号,其频率范围从开关工作频率到几MHz。所以,传导型电磁环境(EME)的测量,正如很多国际和国家标准所规定,频率范围在0.15~30MHz。设计EMI滤波器,就是要对开关频率及其高次谐波的噪声给予足够的衰减。基于上述标准,通常情况下只要考虑将频率高于150kHz的EME衰减至合理范围内即可。

在数字信号处理领域普遍认同的低通滤波器概念同样适用于电力电子装置中。简言之,EMI滤波器设计可以理解为要满足以下要求:

1)规定要求的阻带频率和阻带衰减;(满足某一特定频率fstop有需要Hstop的衰减);

2)对电网频率低衰减(满足规定的通带频率和通带低衰减);

3)低成本。

1.1、常用低通滤波器模型

EMI滤波器通常置于开关电源与电网相连的前端,是由串联电抗器和并联电容器组成的低通滤波器。如图1所示,噪声源等效阻抗为Zsource、电网等效阻抗为Zsink。滤波器指标(fstop和Hstop)可以由一阶、二阶或三阶低通滤波器实现,滤波器传递函数的计算通常在高频下近似,也就是说对于n阶滤波器,忽略所有ωk相关项(当k<n),只取含ωn相关项。表1列出了几种常见的滤波器拓扑及其传递函数。特别要注意的是要考虑输入、输出阻抗不匹配给滤波特性带来的影响。

“”

“”

1.2、EMI滤波器等效电路

传导型EMI噪声包含共模(CM)噪声和差模(DM)噪声两种。共模噪声存在于所有交流相线(L、N)和共模地(E)之间,其产生来源被认为是两电气回路之间绝缘泄漏电流以及电磁场耦合等;差模噪声存在于交流相线(L、N)之间,产生来源是脉动电流,开关器件的振铃电流以及二极管的反向恢复特性。这两种模式的传导噪声来源不同,传导途径也不同,因而共模滤波器和差模滤波器应当分别设计。

显然,针对两种不同模式的传导噪声,将其分离并分别测量出实际水平是十分必要的,这将有利于确定那种模式的噪声占主要部分,并相应地体现在对应的滤波器设计过程中,实现参数优化。

以一种常用的滤波器拓扑〔图2(a)〕为例,分别对共模、差模噪声滤波器等效电路进行分析。图2(b)及图2(c)分别代表滤波器共模衰减和差模衰减等效电路。分析电路可知,Cx1和Cx2只用于抑制差模噪声,理想的共模扼流电感LC只用于抑制共模噪声。但是,由于实际的LC绕制的不对称,在两组LC之间存在有漏感Lg也可用于抑制差模噪声。Cy即可抑制共模干扰、又可抑制差模噪声,只是由于差模抑制电容Cx2远大于Cy,Cy对差模抑制可忽略不计。同样,LD既可抑制共模干扰、又可抑制差模干扰,但LD远小于LC,因而对共模噪声抑制作用也相对很小。

“”

由表1和图2可以推出,对于共模等效电路,滤波器模型为一个二阶LC型低通滤波器,将等效共模电感记为LCM,等效共模电容记为CCM,则有

LCM=LC+1/2LD(1)
CCM=2Cy(2)

对于差模等效电路,滤波器模型为一个三阶CLC型低通滤波器,将等效差模电感记为LDM,等效差模电容记为CDM(令Cx1=Cx2且认为Cy/2<<Cx2),则有

L=2LD+Lg(3)

CDM=Cx1=Cx2(4)

LC型滤波器截止频率计算公式为

“”

将式(1)及式(2)代入式(5),则有

“”

CLC型滤波器截止频率计算公式为

“”

将式(3)及式(4)代入式(7),则有

“”

在噪声源阻抗和电网阻抗均确定,且相互匹配的情况下,EMI滤波器对共模和差模噪声的抑制作用,如图3所示。

“”

2、设计EMI滤波器的实际方法

2.1、设计中的几点考虑

EMI滤波器的效果不但依赖于其自身,还与噪声源阻抗及电网阻抗有关。电网阻抗Zsink通常利用静态阻抗补偿网络(LISN)来校正,接在滤波器与电网之间,包括电感、电容和一个50Ω电阻,从而保证电网阻抗可由已知标准求出。而EMI源阻抗则取决于不同的变换器拓扑形式。

以典型的反激式开关电源为例,如图4(a)所示,其全桥整流电路电流为断续状态,电流电压波形如图5所示。对于共模噪声,图4(b)所示Zsource可以看作一个电流源IS和一个高阻抗ZP并联;图4(c)中对于差模噪声,取决于整流桥二极管通断情况,Zsource有两种状态:当其中任意两只二极管导通时,Zsource等效为一个电压源VS与一个低值阻抗ZS串连;当二极管全部截止时,等效为一个电流源IS和一个高阻抗ZP并联。因而噪声源差模等效阻抗Zsource以2倍工频频率在上述两种状态切换。

“”

“”

在前述设计过程中,EMI滤波器元件(电感、电容)均被看作是理想的。然而由于实际元件存在寄生参数,比如电容的寄生电感,电感间的寄生电容,以及PCB板布线存在的寄生参数,实际的高频特性往往与理想元件仿真有较大的差异。这涉及到EMC高频建模等诸多问题,模型的参数往往较难确定,所以,本文仅考虑EMI滤波器的低频抑制特性。故ZS及ZP取值与这些寄生电容、电感以及整流桥等效电容等寄生参数有关,直接采用根据电路拓扑及参数建模的方案求解源阻抗难以实现,因而,在设计中往往采用实际测量Zsource。

2.2、实际设计步骤

EMI滤波器设计往往要求在实现抑制噪声的同时,自身体积要尽可能小,成本要尽可能低廉。同时,滤波效果也取决于实际的噪声水平的高低,分析共模和差模噪声的干扰权重,为此,在设计前要求确定以下参量,以实现设计的优化。

1)测量干扰源等效阻抗Zsource和电网等效阻抗。实际过程中往往是依靠理论和经验的指导,先作出电源的PCB板,这是因为共模、差模的噪声源和干扰途径互不相同,电路板走线的微小差异都可能导致很大EME变化。

2)测量出未加滤波器前的干扰噪声频谱,并利用噪声分离器将共模噪声VMEASUREE,CM和差模噪声Vmeasure,CM分离,做出相应的干扰频谱。

接着就可以进行实际的设计了,仍以本文中提出的滤波器模型为例,步骤如下。

(1)依照式(9)计算滤波器所需要的共模、差模衰减,并做出曲线Vmeasure,CM-f和Vmeasure,DM-f,其中Vmeasure,CM和Vmeasure,DM已经测得,Vstandard,CM和Vstandard,DM可参照传导EMI干扰国标设定。加上3dB的原因在于用噪音分离器的测量值比实际值要大3dB。

(Vreq,CM)dB=(Vmeasure,CM)-(Vstandard,CM)+3dB

(Vreq,DM)dB=(Vmeasure,DM)-(Vstandard,DM)+3dB(9)

(2)由图3可知,斜率分别为40dB/dec和60dB/dec的两条斜线与频率轴的交点即为fR,CM和fR,DM。作Vmeasure,CM-f和Vmeasure,DM-f的切线,切线斜率分别为40dB/dec和60dB/dec,比较可知,只要测量他们与频率轴的交点,即可得出fR,CM和fR,DM,图6所示为其示意图。

“”

(3)滤波器元件参数设计

——共模参数的选取 Cy接在相线和大地之间,该电容器容量过大将会造成漏电流过大,安全性降低。对漏电流要求越小越好,安全标准通常为几百μA到几mA。

EMI对地漏电流Iy计算公式为

Iy=2πfCVc(10)

式中:f为电网频率。

在本例中,Vc是电容Cy上的压降,f=50Hz,C=2Cy,Vc=220/2=110V,则

“”

若设定对地漏电流为0.15mA,可求得Cy≈2200pF。将Cy代入步骤(2)中求得fR,CM值,再将fR,CM代入式(6)中可得

“”

——差模参数选取 由式(8)可知,Cx1,Cx2,以及LD的选取没有唯一解,允许设计者有一定的自由度。

由图2可知,共模电感Lc的漏感Lg也可抑制差模噪声,有时为了简化滤波器,也可以省去LD。经验表明,漏感Lg量值多为Lc量值的0.5%~2%。Lg可实测获得。此时,相应地Cx1、Ccx2值要更大。

3、结语

本文的论述是基于低通滤波器的低频模型分析。由于实际元件寄生参数的影响,尤其在高频段更加显著,因而往往需要在第一次确定参数之后反复修正参数,以及使用低ESR和ESL的电容,优化绕制磁芯的材料和工艺,逐步逼近要求的技术指标。

由于只涉及到单级滤波器的设计,如LC型滤波器衰减程度只有40dB/dec,当要求衰减程度在60~80dB以上的指标时,往往需要使用多级滤波器。

通用型的EMI滤波器通常很难设计,这是由于不同的功率变换器之间,由于拓扑、选用元件、PCB布版等原因,电磁环境水平相差很大,再加上阻抗匹配的问题,在很大程度上影响了滤波器的通用性,所以,滤波器的设计往往需要有针对性,并在实际调试中逐步修正。

本文转载自:搜狐---电源研发精英圈
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