地线也是有阻抗的,电流流过地线时,会产生电压,此为噪声电压,而噪声电压则是影响系统稳定的干扰源之一,不可取。所以,要降低地线噪声的前提是降低地线的阻抗。

众所周知,地线是电流返回源的通路。随着大规模集成电路和高频电路的广泛应用,低阻抗的地线设计在电路中显得尤为重要。这里就简单列举几种常用的接地方法:

单点接地

单点接地,顾名思义,就是把电路中所有回路都接到一个单一的,相同的参考电位点上。如下图所示。

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单点接地可以分为“串联接地”和“并联接地”两种方式。串联单点接地的方式简单,但是存在共同地线的原因,导致存在公共地线阻抗,如果此时串联在一起的是功率相差很大的电路,那么互相干扰就非常严重。并联单点接地的方式可以避免公共地线耦合的因素,但是每部分电路都需要引地线到接地点上,需要的地线就过多,不实用。

所以,在实际应用时,可以采用串联和并联混合的单点接地方式。在画PCB板时,把互相不易干扰的电路放一层,把互相容易发生干扰的电路放不同层,再把不同层的地并联接地。如下图所示。

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单点接地在高频电路里面,因为地线长,地线的阻抗是永远避免不了的因素,所以并不适用,那怎么办呢?下面再介绍“多点接地”。

多点接地

当电路工作频率较高时,想象一下高频信号在沿着地线传播时,所到之处影响周边电路会有多么严重,因此所有电路就要就近接到地上,地线要求最短,多点接地就产生了。

多点接地,其目的是为了降低地线的阻抗,在高频(f 一定的条件下)电路中,要降低阻抗,主要从两个方面去考虑,一是减小地线电阻,二是减小地线感抗。

1,减小地线导体电阻,从电阻与横截面的关系公式中我们知道,要增加地线导通的横截面积。但是在高频环境中,存在一种高频电流的趋肤效应(也叫集肤效应),高频电流会在导体表面通过,所以单纯增大地线导体的横截面积往往作用不大。可以考虑在导体表面镀银,因为银的导电性较其他导电物质优秀,故而会降低导体电阻。

2,减小地线的感抗,最好的方法就是增大地线的面积。

在实际应用时,地线短,地面积大,抗干扰的效果就会更好。

写到这里时,可能有人会问,如何才算是高频电路?参考杨继深教授的书籍《电磁兼容EMC技术》有提到“通常1MHZ以下算低频电路,可以采用单点接地,10MHZ以上算高频电路,可以采用多点接地的方式”,1MHZ和10MHZ时,如果最长地线不超过波长的1/20,可以单点接地,否则多点接地。

假如电路中既有高频信号,又有低频信号,怎么办?混合接地会是个好选择!

混合接地

如图所示。

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通过图来分析。

上图中的第一种结构,假定工作在低频电路中,根据容抗Zc = 1/2πfc可知,容抗在低频环境下很大,而高频环境下很小。那么地线在低频时是断开的,在受到高频干扰时接近导通。如此接法可以有效避开地线环路的干扰影响。

上图中的第二种结构,假定工作在高频电路中,根据感抗Zl = 2πfl可知,感抗在低频环境下很小,而高频环境下很大。那么地线在低频时是类似导通的,在受到高频干扰时是断开。如此接法可以有效避开地环路电流的影响。

综述,在实际应用中,电路根据工作环境采用合适的接地方式可以有效避开干扰信号,达到电路的最优效果。

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围观 6

几乎每次的培训和交流都会有人问到“老师,有没有一种通用的接地方法可以参考啊?”答案是肯定的:“没有”。那咋办呢,我们总不能像中国的厨师一样,教徒弟炒菜时,用到的配料都是“少许”“颜色微黄”“微焦”等感觉性词语吧,当然不是。为了更好的明了接地的技巧方法,下文中将不再讲究任何的文字技巧,而是一针见血的道出接地问题的本质来。

接地方式←接地目的←接地的功能,所以采取哪种接地方式,要看地是哪类地,这类地的作用目的是什么,这两个问题解决了,接地方式则可水到渠成。

接地的目的决定了接地方式。同样的电路,不同的目的,可能都要采取不同的接地方式。这个观点一定记住。比如同样的电路,用在便携设备上,静电累积泄放不掉,接地的目的是地电位均衡;用在不可移动的设备上,一般会有安全接地措施,对静电泄放的接地目的是导通阻抗足够低,尤其是对于尖峰脉冲的高频导通阻抗。

以下讲解地的注意事项分成几个独立的观点分别介绍,每一条的内容虽然简单,建议一定反复读上N遍,象面对一杯好茶,让心跳在60bpm以下的状态,细细的品,感觉其中的美感和内涵。然后才可能从简单的词语中悟出深刻的道理来。

1、从性能分,接地分成四类

安全接地、工作接地(数字地、模拟地、功率器件地)、防浪涌接地(雷击浪涌、上电浪涌)、防静电接地。
前文书中讲过,“接地的目的决定了接地方式”,目的即指其实现的功能。基本上所有的接地都可以归结到这四类里面来。每个接地前都要先明确该接地属于哪一种。

2、接地追求的目标是地阻抗低、地稳定、地均衡

地阻抗低很好理解,用粗的线缆即可,但有一个问题一定不能忽视,比如我通过一个大电感接地了,如果地线上跑的地电流的波动频率是0.00000001Hz,这个大电感的感性效应表现得就很不明显,等同于直接接地了,但如果波动电流是1000000Hz的话,感抗=jωL=j2πfL,就显得很大了,这种情况下,相当于高频接地很差。各位看官可能会说了,你胡来吧你,谁会用个大电感接地呢,第一是在某种状态下会有这种方式的,第二是即使不这样接个电感,普通电缆的走线电感在高频下也是不容忽视的。总结为一句话,低频接地≠高频接地。即低阻抗的接地要分析是属于高频还是低频的接地。

地稳定是比较好理解的,一般来说,接地阻抗足够低的话,地电流泻放容易,且不会在底线上产生啥子压降,就如一个超大的电容,电荷的海洋,具有无限宽广的胸怀,多少进来都波澜不惊。

地均衡比较容易被忽视,对于一个信号来说,有用部分是两条线上的压差,如果地线漂移了,两条线上对地线的压差同等的上升或下降,即差模电压值维持不变,共模电压发生变化,其实电路功能是照常实现的。就像水涨船高,您比我高3cm,站在船上,船上浮了,您依然还是高我3cm。这种情况在静电防护的时候常用到,一个静电脉冲通过空气打到电路板上,针对局部的电路,距离远近的不同,肯定会导致产生静电感应的压差。这时候用一块金属板隔一下的话,即使该金属板浮空,对金属板后面的电路板来说,感应的将是均匀的电场,虽然感应干扰仍然存在,但起码电路上是基本均衡的。当然如果此金属板接地更好啦。当然共模电压一般不会维持住,因为传输线的阻抗不均匀,往往会转成差模电压干扰,地均衡的问题最好不要让我们面对,但没办法的时候,如浮地设备,不得不受到静电冲击的电路板,防护时候要考虑地均衡问题。

3、共地阻抗耦合干扰

共地阻抗耦合干扰是接地里面每天都要面对的核心问题,并且几乎逃避不开。就像电影院里散场的时候,你从最里头的一号厅出来,没几个人,走来很通畅,突然二号厅也散场了,一下子通道就拥挤了,再继续前行,坏了,三号厅正在放观众入场,一下子,人流就波动起来了。这和共地阻抗是一个原理,通道相当于地线,人相当于电流。如果一、二、三号厅流动的人差不多,相互之间影响不太大,但如果3号厅是大厅,人员是一、二号厅的好多倍,那进出三号厅的人员将会对一、二号厅人员流动速度的影响很大。一、二、三号艇的客人都要走过的这段路就成了共地阻抗。

4、较通用型的接地方法

这个标题用了个“较”字,是有原因的,因为通用的接地方法根本不存在,这只是个基础的模型,真正使用中的时候,还需要结合实际情况灵活变通处理,就像语言,同样一句话“你讨厌”,用不同语气讲出的时候,传递的信息可是千差万别。基本思路是,在设计上,把安全保护地、工作数字地、工作模拟地、工作功率地、雷击浪涌地、屏蔽地先确保各自独立的单独连接,最后在系统联调的时候,再根据各地之间要解决的问题,即根据接地的目的,将这几个地按照下列的之间的联接方式处理下,连接方式包括:

a地——地间黄绿导线直联

这种接法最好理解,就是简单的使两个地可靠的低阻抗导通。但切记,此种接法仅限于中低频信号电路地之间的接法。因为这类导线上有一定的走线电感和走线电阻,对高频波动地电流,在电感作用下,电缆起到的是大阻抗的作用,相当于低频接地,高频下大阻抗接地了,基本不能实现高频下的可靠导通。

b地——地间宽扁平电缆直联

扁平电缆主要是解决上面导线直联不能解决的问题,静电测试工作台的接地电缆不用直线就是这个道理,它在高频下可以实现地阻抗对地导通。

c地——地间大电阻连接

大电阻的特点是一旦电阻两端出现压差,就会产生很弱的导通电流,把地线上电荷泻放掉之后,最终实现两端的压差=0V,这个特点在希望电荷泻放,但又不希望快速泻放的时候,会表现得淋漓尽致。生产工作现场的防静电台垫,导通电阻一般是106-109欧,就是这个目的。防静电台垫相当于是工作电路板的地与保护大地间的大电阻。c地——地间电容连接电容的特性是直流截止,交流导通,对希望实现这类功能的场合可以考虑采取此方法。比如一个开关电源供电的产品,外壳和保护接地连接,里面的电路板上的地有杂乱波动干扰,但又无处泻放的话,在24V、12V、5V等的直流电源地与保护接地间跨接大电容,波动可以被泻放掉,但直流成分能保证是较稳的;注意,这种情况下,保护地和外壳地的稳定不能保证的话,效果可能会适得其反欧。

d地——地间磁珠连接

在这里,磁珠的特性需要明确一下,很多工程师经常把磁珠与电感划等号,这是根本性错误。磁珠等同于一个随频率变化的电阻,它表现的是电阻特性,是耗损性质的;电感则是储能性质的,相当于销峰填谷。所以跨接磁珠的地之间一般是有快速小电流波动的状态,因为磁珠会饱和,电流太大了,它消耗不了。一般用在弱信号的地——地之间。

e地——地间电感连接

电感具有抑制电路状态变化的特性,通过电感的连接,可以销峰填谷,对于有较大电流波动的地——地,跨接电感可以解决这个问题。

f地——地间小电阻连接

小电阻要解决的问题是增加了一个阻尼,阻碍地电流快速变化的过冲,在电流变化时候,使冲击电流上升沿变缓,相当于晶振输出端、总线输出端为减少过冲振铃的匹配电阻。

5、安全地、防雷击浪涌接地的接法

因为雷击浪涌、安全地的电流一般会远大于信号电流对人的危害,这两个接地建议分别单独接到大地,在真正的大地处单点相接,尤其是防雷击接地。

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围观 9

作者:德州仪器 (TI) 模拟应用工程师Sanjay Pithadia 和 高级模拟应用工程师Shridhar More

本文是系列文章(共2部分)的第2部分。第1部分(见参考1)为你解释了一些典型专业术语和接地层,并介绍了分区方法。第2部分将讨论分割接地层的利弊。另外,文章还将解释多转换器和多板系统接地。

如果分割接地层并且线路穿过分割线(如图1所示),那么电流返回通路在哪里呢?假设两个层在某处连接(通过在一个单独点),则返回电流必在该大型环路内流动。大型环路内的高频电流产生辐射和高接地电感。大型环路内的低电平模拟电流易受干扰的影响。

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图1 穿过接地层分割的信号线迹

如果两个层仅在电源处连接(图2),则返回电流被迫直接流回电源接地,这是一个真正的大型环路!另外,不幸的是,不同RF电势下使用长线缆连接的模拟和数字接地层,形成一个非常有效的偶极天线。

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图2 在电源位置连接的分割层

首选使用一个持续接地层以避免这种长接地环路,但是如果使用分割接地层绝对必要并且线路穿过分割线,则各层应首先在一个位置连接,以形成一个返回电流的桥(图3)。对所有线路进行布局,让它们穿过该桥,直接在每条线路下面提供一条返回通路,从而产生一个非常小的环路面积。这种方法的典型应用是权衡何时使用高分辨率(≥20-bit)Σ-Δ模数转换器(ADC)。

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图3 线路接地层桥接

通过分割层传输信号的其它方法是使用光隔离器(通过光)、变压器(通过磁场)或者一个真正的差动信号(信号沿一条线路传输,然后在另一条线路上返回,无需返回电流接地)。

一种更好的方法是“分区”。仅使用一个接地层始终为首选,把PCB划分为模拟部分和数字部分(参见图4b)。模拟信号必须安排在板的模拟部分,而数字信号必须安排在板的数字部分,并且所有层上都有这两个部分。在这种情况下,数字返回电流不会存在于接地层的模拟部分,并且保持在数字信号线迹下面。图4比较了一个分割层和一个分区层。

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图4 接地层布局

 
分区方法存在的唯一问题是,当模拟信号错误地安排在板的数字部分(反之亦然)时则难以有效,如图5所示。因此,对于所有PCB布局而言,重点是使用一个单个接地层,把它划分为模拟和数字部分,然后运用信号安排原则。

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图5 错误安排的数字信号线迹

在一块单独板上使用多个数据转换器时的接地

大多数数据转换器的产品说明书都说明了相对于单一PCB的接地方法,并且通常为制造厂商自己的评估板。一般而言,我们建议把PCB接地层分割为一个模拟层和一个数字层。我们还建议,把转换器的模拟接地(AGND)和数字接地(DGND)引脚放在一起,并且在同一个点连接模拟和数字接地层,如图6所示。最终,在混合信号器件处形成系统的星形接地点。正如第1部分文章介绍的那样,测量出与该特定点相关的电路所有电压,而不仅仅只是一些让测量探针跳动的未定义接地。

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图6 单块PCB上的接地混合信号器件

  
所有有噪数字电流均通过数字电源流至数字接地层,然后再返回至数字电源,以此来隔离于电路板的敏感模拟部分。模拟和数字接地层在数据转换器处交汇在一起时,形成系统的星形接地点。这种方法在使用单独PCB和单个数据转换器的简易系统中一般有效,但是它并不是很适合于多卡和多转换器系统。如果不同PCB上有几个数据转换器,这种方法便无效,因为模拟和数字接地系统在PCB上每个转换器处都交汇在一起,形成许多接地环路。

假设一个设计人员正在使用一块拥有3个DAC和2个ADC的8层PCB。为了最小化噪声,模拟和数字接地层应固定连接在所有ADC和数模转换器(DAC)芯片下面。AGND和DGND引脚应相互连接,并且连接模拟接地层,同时模拟和数字接地层应单独连接回电源。电源应进入数字分区电路板,并直接给数字电路供电,然后经过滤波或者调节以后给模拟电路供电。这样,应仅把数字接地层连接回电源。图7显示了经过分区的模拟和数字接地层,以及多数据转换器PCB的电源连接。

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图7 多ADC的PCB电源与接地

多卡混合信号系统

设计人员开始把单卡接地概念应用于多卡系统,这增加了人们对于混合信号接地的困惑。在一些不同PCB上具有数个数据转换器的系统内,模拟和数字接地层在几个点连接,带来形成接地环路的可能性,并且使单点星形接地系统无法实现。

最小化多卡系统内接地阻抗的最佳方法是,把一个母板PCB用作两个卡之间互连的底层。这样便可为底板提供一个连续的接地层。PCB连接器至少有30%到40%的引脚用于接地。这些引脚应连接底层母板的接地层。完成整个系统接地方案,共有两种可能性:

  1、 底层的接地层在无数个点连接底板接地,让各种接地电流返回通路四散。它一般指的是多点接地系统(图8)。

  2、 接地层连接至单个星形接地点(通常在电源处)。

  3、 第一种方法常常用于全数字系统,但也可用于混合信号系统,前提条件是数字电路的接地电流足够低,并且散布于一个较大的面积上。

PCB、底层和最终的底板都维持低接地阻抗。但是,接地连接金属片底板的电气触点应具有良好的状态,这一点很关键。它要求自动攻丝金属片螺钉或者咬式垫圈。阳极氧化铝用于底板材料时需特别小心,因为其表面会起到一个隔离器的作用。

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图8 多卡系统的接地方案

第二种方法即单点星形接地,通常用于具有单独模拟和数字接地系统的高速混合信号系统。

相关链接:连载:混合信号系统接地揭秘(一)

围观 7

所有信号处理系统都要求混合信号器件,例如:模数转换器(ADC)或数模转换器 (DAC) 等。对于宽动态范围模拟信号处理的需求,要求必须使用高性能ADC和DAC。要在高噪声数字环境下保持性能,依赖于优秀的电路设计方法,例如:正确的信号布局、去耦和接地等。
  
毫无疑问,在系统设计中,接地是我们讨论最多的话题之一。尽管基本概念十分简单,但实现起来却并不容易。就线性系统而言,接地是信号建立的参考基准,而不幸的是,它也成为单极电源系统中电源电流的返回通路。错误的接地方法会降低高精度线性系统的性能。没有哪一种教程能够保证一定能获得理想的结果,但我们可以注意几个容易引发问题的方面。
  
本系列文章将为您详细介绍混合信号系统使用的一些接地方法,它共分两个部分,本文为第一部分。第1部分为您解释说明一些常用的术语和接地层,并介绍划分方法。第2部分探讨分割接地层的一些方法,包括每种方法的利弊。它还介绍了使用多转换器和多板的一些系统的接地情况。
  
在系统设计中经常使用的一个术语是星形接地。这个术语的意思是,某个电路中所有电压均指一个单接地点,也即星形接地点。它的关键特性是,在接地网络中,对特定点的所有电压进行测量,而不仅仅是某个非定义接地(不管探针定在何处)。特别需要指出,这种方法实现起来很困难。例如,在一个星形接地系统中,为了最小化信号相互作用和高阻抗信号或接地通路产生的效应而拟定出所有信号通路,会带来实现问题。当给电路添加电源时,它们会增加非理想接地通路,或者其现有接地通路中电源电流较强或噪声较多,以致于破坏信号传输。

 

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图1:数据转换器中的AGND和DGND引脚
 

混合信号器件中AGND和DGND引脚解释

数字和模拟设计工程师们往往会从各个不同角度来查看混合信号器件,但每名使用混合信号器件的工程师都会注意到模拟接地 (AGND) 和数字接地 (DGND)。对于如何处理这些接地,许多人感到困惑,而多数困惑均来自于如何标示ADC接地引脚。注意,引脚名称AGND和DGND是指该组件的内部情况,并不必然表明你应该在外部如何操作。数据转换器数据表通常建议将模拟和数字接地捆绑在器件上。但是,设计人员有时想而有时又不想让数据转换器成为系统的星形接地点。我们应该如何做呢?
  
如图1所示,混合信号IC内的接地一般会保持独立,目的是避免数字信号耦合进入模拟电路。对于连接芯片上焊垫至封装引脚相关的内部电感和电阻(相比电感可忽略不计),IC设计人员没有一点办法。快速变化的数字电流在数字电路中产生电压(di/dt),其不可避免地会通过杂散电容耦合进入模拟电路。
  
若不考虑这类耦合,IC可以工作得很好。但是,为了防止进一步的耦合,我们应使用最短的导线,从外部把AGND和DGND引脚接合到一起,连接同一低阻抗接地层。DGND连接中任何一点外部阻抗都会引起更多的数字噪声,而其反过来又会通过杂散电容让更多的数字噪声耦合进入模拟电路。
  
模拟还是数字接地层,又或者两者兼有?

为什么需要接地层?如果一条总线线路用作接地而非层,则必须进行计算才能确定总线线路的压降,因为大多数逻辑转换等效频率的阻抗。这种压降造成系统最终精确度误差。要实现一个接地层,双面PCB的一面由连续铜材料组成,用作接地。由于使用大面积、扁平化导体方式,大量金属材料实现最低程度电阻和电感。
  
接地层起到一个低阻抗返回通路的作用,旨在去耦快速数字逻辑引起的高频电流。另外,它还最小化了电磁干扰/射频干扰(EMI/RFI)产生的辐射。由于接地层的屏蔽行为,电路对于外部EMI/RFI的敏感性降低了。接地层还允许高速数字或者模拟信号通过传输线路(微波传输带或者带状线)方法进行传输,其要求受控阻抗。
  
如前所述,AGND和DGND引脚必须在器件上接合到一起。如果必须隔离模拟和数字接地,那么我们应该将它们连接到模拟接地层、数字接地层还是两个都连呢?
  
请记住,数据转换器是模拟的!因此,AGND和DGND引脚应连接至模拟接地层。如果它们被连接至数字接地层,则模拟输入信号将出现数字噪声,因为它可能为单端,并且参考模拟接地层。连接这两个引脚至静态模拟接地层,会把少量数字噪声注入其中,并降低输出逻辑的噪声余量。这是因为,输出逻辑现在参考模拟接地层,并且所有其它逻辑均参考数字接地层。但是,这些电流应为非常小,并且通过确保转换器输出不驱动大扇出得到最小化。
  
可能的情况是,设计使用器件的数字电流可低可高。两种情况的接地方案并不相同。一般而言,数据转换器常常被看作为低电流器件(例如:闪存ADC)。但是,今天的一些拥有片上模拟功能的数据转换器,正变得越来越数字化。随着数字电路的增加,数字电流和噪声也随之增加。例如,∑-△ADC包含一个复杂的数字滤波器,其相当大地增加了器件的数字电流。
  
低数字电流数据转换器接地
  
正如我们讲的那样,数据转换器(或者任何混合信号器件)均为模拟。在所有系统中,模拟信号层都位于所有模拟电路和混合信号器件放置的地方。同样,数字信号层拥有所有数字数据处理电路。模拟与数字接地层应有同各自信号层相同的尺寸和形状。
  
图2概述了低数字电流混合信号器件接地的方法。该模拟接地层没有被损坏,因为小数字瞬态电流存在于本地去耦电容器VDig和DGND(绿线)之间的小型环路中。图2还显示了一个位于模拟和数字电源之间的滤波器。共有两类铁氧体磁珠:高Q谐振磁珠和低Q非谐振磁珠。低Q磁珠常用于电源滤波,其与电源连接点串联。

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图2:低内部数字电流数据转换器接地

  
高数字电流数据转换器接地
  
图2所示电路靠VDig和DGND之间的去耦电容器来使数字瞬态电流隔离在小环路中。但是,如果数字电流足够大,并且有组件在DC或者低频下,则该去耦电容器可能必须非常的大,而这是不实际的。VDig和DGND之间环路之外的任何数字电流,必须流经模拟接地层。这可能会降低性能,特别是在高分辨率系统中更是如此。图3显示了一种适用于强数字电流混合信号器件的替代接地方法。数据转换器的AGND引脚连接至模拟接地层,而DGND引脚则连接至数字接地层。数字电流也隔离于模拟接地层,但两个接地层之间的噪声却直接作用于器件的AGND和DGND引脚之间。模拟和数字电路必须获得有效的隔离。AGND和DGND引脚之间的噪声必须不能过大,否则会降低内部噪声余量,或者引起内部模拟电路损坏。
  
模拟和数字接地层的连接
  
图2和3显示了连接模拟和数字接地层的备选背靠背肖特基二极管。该肖特基二极管防止大DC电压或者低频电压尖峰在两个层之间形成。如果其超出0.3V,这些电压可能会损坏混合信号IC,因为它们直接出现在AGND和DGND引脚之间。
  
作为一种背靠背肖特基二极管的替代方法,铁氧体磁珠可以在两个层之间提供一个DC连接,并在数兆赫兹频率时对其进行隔离,此时铁氧体磁珠电阻增加。这种方法可防止IC受到AGND和DGND之间DC电压的损坏,但是这种铁氧体磁珠提供的DC连接会引入讨厌的DC接地环路,其可能不适合于高分辨率系统。只要在高数字电流IC特殊情况下AGND和DGND引脚被隔离,则在必要时应将它们连接在一起。
  
跳线和/或带选项允许我们尝试两种方法,以验证哪种方法能够获得最佳总系统性能。
  
隔离还是分割:哪一种对接地层重要?
  
一个常见问题是如何隔离接地,以让模拟电路不干扰数字电路。众所周知,数字电路噪声较大。开关期间,逻辑饱和从其电流吸引强、快速电流尖峰。相反,模拟电路非常容易受到噪声的影响。模拟电路可能不会干扰数字逻辑。相反,可能的情况是,高速数字逻辑可能会干扰低级模拟电路。因此,这个问题应该是如何防止数字逻辑接地电流污染混合信号PCB上的低级模拟电路。我们首先想到的可能是分割接地层以将DGND隔离于AGND。尽管分割层方法可以起作用,但它存在许多问题—特别是在一些大型、复杂系统中。

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图3:高内部数字电流数据转换器接地
 
共有两条基本的电磁兼容(EMC)原则:

1、电流应返回其本地源,并且要尽可能地紧凑。否则,应构建环路天线。
2、一个系统应只有一个基准层,因为两个基准会形成一个偶极天线。
  
在EMC测试期间,当在接地或者电源层中某个插槽或者缝隙之间布置线路时可观察到大多数问题。由于这种布线会引起辐射和串扰问题,因此我们不建议使用。
  
重要的是,清楚地知道某个分割层中的接地电流如何流动以及流向何处。大多数设计人员只想到了信号电流流向何处,而忽略了返回电流的路径。高频信号有一个特点:沿阻抗(电感)最低的路径流动。路径电感由路径圈起的环路面积大小决定。电流返回源必须经过的面积越大,电感也就越大。最小电感路径直接靠近线路。因此,不管是哪一层—电源或者接地—返回电流都在与线路相邻的层上流动。电流在该层内会微有扩散,并且保持在线路下面。本质上而言,其精确分布情况与高斯曲线类似。图4表明,返回电流直接位于信号线路下面。这会形成一条最小阻抗的路径。

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图4:返回电流分布情况

  
返回路径的电流分布曲线为:

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IO为总信号电流(A),h为线路厚度(cm),而D为距离线路的长度(cm)。由该方程式我们可知道,数字接地电流不愿流经接地层的模拟部分,因此不会损坏模拟信号。
  
就基准层而言,过孔间隙部分不干扰返回电流路径,这一点很重要。如果存在障碍,返回电流便会另寻路径绕过它,如图5所示。但是,这种布线最有可能会引起电流的电磁场,干扰其它信号线路的磁场,从而产生串扰问题。另外,这种障碍会对它上面的线路阻抗产生不利影响,导致不连续以及EMI增加。
  
本系列文章第2部分将讨论分割接地层存在的利和弊,并说明多转换器和多板系统的接地方法。

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图5:有无插槽两种情况的返回电流

  
作者:Sanjay Pithadia,德州仪器 (TI) 模拟应用工程师
Shridhar More,高级模拟应用工程师
围观 10

作者:Walt Kester

在本篇文章中,我们将详细探讨用于去耦的基本电路元件——电容。

实际电容及其寄生效应

图1所示为实际电容的模型。电阻RP代表绝缘电阻或泄漏,与标称电容(C)并联。第二个电阻RS(等效串联电阻或ESR)与电容串联,代表电容引脚和电容板的电阻。

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图1.实际电容等效电路包括寄生元件。

电感L(等效串联电感或ESL)代表引脚和电容板的电感。最后,电阻RDA和电容CDA一起构成称为电介质吸收(DA)现象的简化模型。在采样保持放大器(SHA)之类精密应用中使用电容时,DA可造成误差。但在去耦应用中,电容的DA不重要,予以忽略。

图2显示了不同类型的100 μF电容的频率响应。理论上,理想电容的阻抗随着频率提高而单调降低。实际操作中,ESR使阻抗曲线变得平坦。随着频率不断升高,阻抗由于电容的ESL而开始上升。"膝部"的位置和宽度将随着电容结构、电介质和电容值而变化。因此,在去耦应用中,常常可以看到较大值电容与较小值电容并联。较小值电容通常具有较低ESL,在较高频率时仍然像一个电容。电容并联组合覆盖的频率范围比组合中任何一个电容的频率范围都要宽。

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图2.各种100μF电容的阻抗

电容自谐振频率就是电容电抗(1/ωC)等于ESL电抗(ωESL)时的频率。对这一谐振频率等式求解得到下式:

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所有电容的阻抗曲线都与图示的大致形状类似。虽然实际曲线图有所不同,但大致形状相同。最小阻抗由ESR决定,高频区域由ESL决定,而后者在很大程度上受封装样式影响。

去耦电容类型

电解电容系列具有宽值范围、高电容体积比和广泛的工作电压,是极佳的高性价比低频滤波器元件。该系列包括通用铝电解开关类型,提供10 V以下直至约500 V的工作电压,大小为1 μF至数千μF不等(以及成比例的外形尺寸)。

所有电解电容均有极性,因此无法耐受约1 V以上的反向偏置电压而不造成损坏。此类元件具有相对较高的漏电流(可能为数十μA),具体漏电流在很大程度上取决于特定系列的设计、电气尺寸、额定电压及施加电压。不过,漏电流不可能是基本去耦应用的主要因素。

大多数去耦应用不建议使用通用铝电解电容。不过,铝电解电容有一个子集是"开关型",其设计并规定用于在最高达数百kHz的频率下处理高脉冲电流,且损耗很低。此类电容在高频滤波应用中可直接媲美固态钽电容,且具有更广泛的可用值。

固态钽电解电容一般限于50 V或更低的电压,电容为500 μF或更低。给定大小时,钽电容比铝开关电解电容呈现出更高的电容体积比,且具有更高的频率范围和更低的ESR。钽电容一般也比铝电解电容更昂贵,对于浪涌和纹波电流,必须谨慎处理应用。

最近,使用有机或聚合物电解质的高性能铝电解电容也已问世。这些电容系列拥有略低于其他电解类型的ESR和更高的频率范围,另外低温ESR下降也最小。此类元件使用铝聚合物、特殊聚合物、POSCAP™和OS-CON™等标签。

陶瓷或多层陶瓷(MLCC)具有尺寸紧凑和低损耗特性,通常是数MHz以上的首选电容材料。不过,陶瓷电介质特性相差很大。对于电源去耦应用,一些类型优于其他类型。采用X7R的高K电介质配方时,陶瓷电介质电容的值最高可达数μF。Z5U和Y5V型的额定电压最高可达200 V。X7R型在直流偏置电压下的电容变化小于Z5U和Y5V型,因此是较佳选择。

NP0(也称为COG)型使用介电常数较低的配方,具有标称零TC和低电压系数(不同于较不稳定的高K型)。NP0型的可用值限于0.1 μF或更低,0.01 μF是更实用的上限值。

多层陶瓷(MLCC)表面贴装电容的极低电感设计可提供近乎最优的RF旁路,因此越来越频繁地用于10 MHz或更高频率下的旁路和滤波。更小的陶瓷芯片电容工作频率范围可达1 GHz。对于高频应用中的这些及其他电容,通过选择自谐振频率高于最高目标频率的电容,可确保有用值符合需要。

薄膜型电容一般使用绕线,增加了电感,因此不适合电源去耦应用。此类型更常用于音频应用,此时需要极低电容和电压系数。

最后,务必选择击穿电压至少为电源电压两倍的电容,否则当电路上电时,可能会发生意外。

不良去耦技术对性能的影响

图3显示1.5 GHz高速电流反馈运算放大器AD8000的脉冲响应。两幅示波器图均是利用评估板获得。左侧曲线显示正确去耦的响应,右侧曲线显示同一电路板上去除去耦电容后的响应。两种情况中,输出负载均为100 Ω。

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图3. 去耦对AD8000运算放大器性能的影响

示波器图说明,没有去耦时,输出表现出不良响铃振荡,这主要是因为电源电压随负载电流变化而偏移。

现在考察正确及错误去耦对14位、105 MSPS/125 MSPS高性能数据转换器ADC AD9445 的影响。虽然转换器通常无PSRR规格,但正确去耦仍非常重要。图4显示正确设计电路的FFT输出。这种情况下,我们使用AD9445的评估板——注意频谱很干净。

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图4:正确去耦时AD9445评估板的FFT图

AD9445的引脚排列如图4所示。请注意,电源和接地引脚有多个。这是为了降低电源阻抗(并联引脚)。

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图5.AD9445引脚排列图

模拟电源引脚有33个。18个引脚连接到AVDD1(电压为3.3 V ± 5%),15个引脚连接到AVDD2(电压为5 V ± 5%)。DVDD(电压为5 V ± 5%)引脚有4个。在本实验所用的评估板上,每个引脚有0.1 μF陶瓷去耦电容。此外,沿电源走线还有数个10 μF电解电容。

图6显示了从模拟电源去除去耦电容后的频谱。请注意,高频杂散信号增加了,还出现了一些交调产物(低频成分)。信号SNR已显著降低。本图与上图的唯一差异是去除了去耦电容。

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图6.从模拟电源去除去耦电容后AD9445评估板的FFT图

图7显示从数字电源去除去耦电容的结果。注意杂散同样增加了。另外应注意杂散的频率分布。这些杂散不仅出现在高频下,而且跨越整个频谱。本实验使用转换器的LVDS版本进行。可以想象,CMOS版本会更糟糕,因为LVDS的噪声低于饱和CMOS逻辑。

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图7.从数字电源去除去耦电容后AD9445评估板的SNR图

这些实验表明,除去大多数或所有去耦电容会导致性能降低,但要分析或预测除去一两个去耦电容的影响是很困难的。当拿不定主意时,最佳策略是放上电容。虽然成本略有增加,但消除了性能降低的风险,这样做通常是值得的。

去耦总结

关于去耦的内容还有很多,但我们希望大家对其在实现系统期望性能方面所起的作用有了一个大致了解。这些文章中的基本纲要说明了关键概念,欲了解详细信息,请参阅其他参考资料。另一个宝贵的指导资源是制造商的评估板,大部分IC产品都有相应的评估板。很多情况下,您只需下载原理图、布局和元件列表,然后了解关于去耦做了些什么,而不必实际购买评估板。您可以确信,这些评估板的设计非常用心,旨在实现待评估IC的最佳性能。

现在我们用图8所示的传统电路测验结束本文。

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图8.测验:三个理想电容充电到所示电压。先闭合S1,再闭合S2之后,该组电容的最终电压是多少?如果开关闭合的先后顺序相反,该组电容的最终电压是多少?

作者

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Walt Kester

Walt Kester 是ADI公司企业应用工程师。在其多年任职期间,他设计、开发了高速ADC、DAC、SHA、运算放大器和模拟多路复用器并提供应用支持。他撰写了许多论文和技术文章,并为ADI公司全球技术研讨会系列准备和编辑了11本重要应用书籍,涉及的主题包括运算放大器、数据转换、电源管理、传感器信号调理、混合信号电路以及实用模拟电路涉及技巧。他的最新著作数据转换手册(Newnes)有近1000页,是一本关于数据转换的综合指南。Walt拥有北卡罗来纳州立大学电气工程学士学位(BSEE)和杜克大学电气工程硕士学位(MSEE)。

围观 11

如何处理接地和去耦的重要布局问题?
如何应对寄生阻抗和接地电流?
……
面对这些问题,我们将进行一系列的详细讲解,今天主要讲讲接地。

图1显示信号源与负载之间隔开了一段距离,接地G1和G2通过一个回路连接起来。理想情况下,G1和G2之间的接地阻抗为0,因此接地回路电流不会在G1和G2之间产生一个差分电压。

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图1. 在电路中的任何一点,电流的算术和为0,或者说流出去的必会流回来。若G1和G2之间的阻抗为0,则G1和G2之间无差分电压。

遗憾的是,让回流路径保持零阻抗是不可能的,接地回路阻抗在接地电流作用下,会在G1和G2之间产生一个误差电压ΔV。

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图2. 接地阻抗中流动的信号和/或外部电流产生误差电压ΔV。

G1和G2之间的连接不仅有电阻,还有电感。出于本文目的,这里忽略杂散电容的影响。但在该系列的下一篇文章中,您会了解到电源层和接地层之间的电容是如何帮助高频去耦的。

无焊试验板,制成的电路看起来可能类似于图3所示的电路

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图3. 采用无焊试验板的电路

G1和G2之间流动的电流可以是信号电流或其他电路引起的外部电流。

您可以看到图3试验板中的总线阻抗如何既有阻性元件又有感性元件。接地总线阻抗是否会影响电路运行,不仅取决于电路的直流精度要求,而且取决于模拟信号频率和电路中数字开关元件产生的频率分量。

如果最大信号频率为1 MHz,并且电路仅需要几毫安(mA)电流,那么接地总线阻抗可能不是问题。然而,如果信号为100 MHz,并且电路驱动一个需要100 mA的负载,那么阻抗很可能会成为问题。

大部分情况下,由于“母线(buss wire)”在大多数逻辑转换等效频率下具有阻抗,将其用作数字接地回路是不能接受的。

举个例子:

例如,#22标准导线具有约20 nH/英寸的电感和1 mΩ/英寸的电阻。由逻辑信号转换产生的压摆率为10 mA/ns的瞬态电流,在此频率下流经1英寸的该导线,将形成200 mV的无用压降:

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对于具有2 V峰峰值范围的信号,此压降会转化为约10%的误差(大约3.5位精度)。即使在全数字电路中,该误差也会大幅降低逻辑噪声裕量。

对于低频信号,该1 mΩ/英寸电阻也会产生一个误差。例如,100 mA电流流过1英寸的#22标准导线时,产生的压降约为:

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一个2 V峰峰值范围的信号数字化到16位精度时,其1 LSB = 2 V/2 16= 30.5 μV。因此,导线电阻引起的100 μV误差约等于16位精度水平的3.3 LSB误差。

图4显示了模拟接地回路中流动的高噪声数字电流如何在输入模拟电路的电压V IN 中产生误差。将模拟电路地和数字电路地连接在同一点(如下方的正确电路图所示),可以在某种程度上缓解上述问题。

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图4. 模拟电路和数字电路使用单点接地可降低高噪声数字电路引起的误差效应。

接地层在当今系统中必不可少

在无焊试验板中,甚至在图3所示的采用总线结构的电路板中,能够用来降低接地阻抗的手段并不多。无焊试验板在工业系统设计中是非常罕见的。实接地层是提供低阻抗回流路径的工业标准方法。生产用印刷电路板一般有一层或多层专门用于接地。这种方法相当适合最终生产,但在原型系统中较难实现。

图5显示了一个包含模拟电路、数字电路以及一个混合信号器件(模数转换器或数模转换器等)并针对PCB的典型接地安排。

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图5. 针对混合信号系统PCB的良好接地解决方案。

模拟电路和数字电路在物理上相隔离,分别位于各自的接地层上。混合信号器件横跨两个接地层,系统单点或星形接地是两个接地层的连接点。

您应当知道,关于模拟接地和数字接地,还有其他已被证明有效的接地原理。然而,这些原理全都基于同样的概念——分析模拟和数字电流路径,然后采取措施以最大限度地减少它们之间的相互影响。

希望大家已经了解到接地对于你们当前和未来设计的重要性。

来源:亚德诺半导体

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