“噪声问题!”——这是每位电路板设计师都会听到的四个字。为了解决噪声问题,往往要花费数小时的时间进行实验室测试,以便揪出元凶,但最终却发现,噪声是由开关电源的布局不当而引起的。解决此类问题可能需要设计新的布局,导致产品延期和开发成本增加。

本文将提供有关印刷电路板(PCB)布局布线的指南,以帮助设计师避免此类噪声问题。作为例子的开关调节器布局采用双通道同步开关控制器 ADP1850,第一步是确定调节器的电流路径。然后,电流路径决定了器件在该低噪声布局布线设计中的位置。

PCB布局布线指南

第一步:确定电流路径

在开关转换器设计中,高电流路径和低电流路径彼此非常靠近。交流(AC)路径携带有尖峰和噪声,高直流(DC)路径会产生相当大的压降,低电流路径往往对噪声很敏感。适当PCB布局布线的关键在于确定关键路径,然后安排器件,并提供足够的铜面积以免高电流破坏低电流。性能不佳的表现是接地反弹和噪声注入IC及系统的其余部分。

图1所示为一个同步降压调节器设计,它包括一个开关控制器和以下外部电源器件:高端开关、低端开关、电感、输入电容、输出电容和旁路电容。图1中的箭头表示高开关电流流向。必须小心放置这些电源器件,避免产生不良的寄生电容和电感,导致过大噪声、过冲、响铃振荡和接地反弹。

“图1.
图1. 典型开关调节器(显示交流和直流电流路径)

诸如DH、DL、BST和SW之类的开关电流路径离开控制器后需妥善安排,避免产生过大寄生电感。这些线路承载的高δI/δt交流开关脉冲电流可能达到3 A以上并持续数纳秒。高电流环路必须很小,以尽可能降低输出响铃振荡,并且避免拾取额外的噪声。

低值、低幅度信号路径,如补偿和反馈器件等,对噪声很敏感。应让这些路径远离开关节点和电源器件,以免注入干扰噪声。

第二步:布局物理规划

PCB物理规划(floor plan)非常重要,必须使电流环路面积最小,并且合理安排电源器件,使得电流顺畅流动,避免尖角和窄小的路径。这将有助于减小寄生电容和电感,从而消除接地反弹。

图2所示为采用开关控制器ADP1850的双路输出降压转换器的PCB布局。请注意,电源器件的布局将电流环路面积和寄生电感降至最小。虚线表示高电流路径。同步和异步控制器均可以使用这一物理规划技术。在异步控制器设计中,肖特基二极管取代低端开关。

“图2.
图2. 采用ADP1850控制器的双路输出降压转换器的PCB布局

第三步:电源器件——MOSFET和电容(输入、旁路和输出)

顶部和底部电源开关处的电流波形是一个具有非常高δI/δt的脉冲。因此,连接各开关的路径应尽可能短,以尽量降低控制器拾取的噪声和电感环路传输的噪声。在PCB一侧上使用一对DPAK或SO-8封装的FET时,最好沿相反方向旋转这两个FET,使得开关节点位于该对FET的一侧,并利用合适的陶瓷旁路电容将高端漏电流旁路到低端源。务必将旁路电容尽可能靠近MOSFET放置(参见图2),以尽量减小穿过FET和电容的环路周围的电感。

输入旁路电容和输入大电容的放置对于控制接地反弹至关重要。输出滤波器电容的负端连接应尽可能靠近低端 MOSFET的源,这有助于减小引起接地反弹的环路电感。图2中的Cb1和Cb2是陶瓷旁路电容,这些电容的推荐值范围是1 μF至22 μF。对于高电流应用,应额外并联一个较大值的滤波器电容,如图2的CIN所示。

散热考虑和接地层

在重载条件下,功率MOSFET、电感和大电容的等效串联电阻(ESR)会产生大量的热。为了有效散热,图2的示例在这些电源器件下面放置了大面积的铜。

多层PCB的散热效果好于2层PCB。为了提高散热和导电性能,应在标准1盎司铜层上使用2盎司厚度的铜。多个 PGND层通过过孔连在一起也会有帮助。图3显示一个4层 PCB设计的顶层、第三层和第四层上均分布有PGND层。

“图3.
图3. 截面图:连接PGND层以改善散热

这种多接地层方法能够隔离对噪声敏感的信号。如图2所 示,补偿器件、软启动电容、偏置输入旁路电容和输出反馈分压器电阻的负端全都连接到AGND层。请勿直接将任何高电流或高δI/δt路径连接到隔离AGND层。AGND是一个安静的接地层,其中没有大电流流过。

所有电源器件(如低端开关、旁路电容、输入和输出电容等)的负端连接到PGND层,该层承载高电流。

GND层内的压降可能相当大,以至于影响输出精度。通过一条宽走线将AGND层连接到输出电容的负端(参见图4),可以显著改善输出精度和负载调节。

“图4.
图4. AGND层到PGND层的连接

AGND层一路扩展到输出电容,AGND层和PGND层在输出电容的负端连接到过孔。

图2显示了另一种连接AGND和PGND层的技术,AGND层通过输出大电容负端附近的过孔连接到PGND层。图3显示了PCB上某个位置的截面,AGND层和PGND层通过输出大电容负端附近的过孔相连。

电流检测路径

为了避免干扰噪声引起精度下降,电流模式开关调节器的电流检测路径布局必须妥当。双通道应用尤其要更加重视,消除任何通道间串扰。

双通道降压控制器ADP1850将低端MOSFET的导通电阻RDS(ON)用作控制环路架构的一部分。此架构在SWx与 PGNDx引脚之间检测流经低端MOSFET的电流。一个通道中的地电流噪声可能会耦合到相邻通道中。因此,务必使 SWx和PGNDx走线尽可能短,并将其放在靠近MOSFET的地方,以便精确检测电流。到SWx和PGNDx节点的连接务必采用开尔文检测技术,如图2和图5所示。注意,相应的 PGNDx走线连接到低端MOSFET的源。不要随意将PGND 层连接到PGNDx引脚。

“图5.
图5. 两个通道的接地技术

相比之下,对于ADP1829等双通道电压模式控制器,PGND1和PGND2引脚则是直接通过过孔连接到PGND层。

反馈和限流检测路径

反馈(FB)和限流(ILIM)引脚是低信号电平输入,因此,它们对容性和感性噪声干扰敏感。FB和ILIM走线应避免靠近高δI/δt走线。注意不要让走线形成环路,导致不良电感增加。在ILIM和PGND引脚之间增加一个小MLCC去耦电容 (如22 pF),有助于对噪声进行进一步滤波。

开关节点

在开关调节器电路中,开关(SW)节点是噪声最高的地方,因为它承载着很大的交流和直流电压/电流。此SW节点需要较大面积的铜来尽可能降低阻性压降。将MOSFET和电感彼此靠近放在铜层上,可以使串联电阻和电感最小。

对电磁干扰、开关节点噪声和响铃振荡更敏感的应用可以使用一个小缓冲器。缓冲器由电阻和电容串联而成(参见图 6中的RSNUB和CSNUB),放在SW节点与PGND层之间,可以降 低SW节点上的响铃振荡和电磁干扰。注意,增加缓冲器可能会使整体效率略微下降0.2%到0.4%。

“图6.
图6. 缓冲器和栅极电阻电阻

栅极驱动器路径

栅极驱动走线(DH和DL)也要处理高δI/δt,往往会产生响铃振荡和过冲。这些走线应尽可能短。最好直接布线,避免使用馈通过孔。如果必须使用过孔,则每条走线应使用两个过孔,以降低峰值电流密度和寄生电感。

在DH或DL引脚上串联一个小电阻(约2 Ω至4 Ω)可以减慢栅极驱动,从而也能降低栅极噪声和过冲。另外,BST与SW 引脚之间也可以连接一个电阻(参见图6)。在布局期间用0 Ω栅极电阻保留空间,可以提高日后进行评估的灵活性。增加的栅极电阻会延长栅极电荷上升和下降时间,导致 MOSFET的开关功率损耗提高。

总结

了解电流路径、其敏感性以及适当的器件放置,是消除 PCB布局设计噪声问题的关键。ADI公司的所有电源器件评估板都采用上述布局布线指导原则来实现最佳性能。评估板文件UG-204和UG-205详细说明了ADP1850相关的布局布线情况。

注意,所有开关电源都具有相同的元件和相似的电流路径敏感性。因此,以针对电流模式降压调节器的 ADP1850为 例说明的指导原则同样适用于电压模式和/或升压开关调节器的布局布线。

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1、引言

开关电源中高频磁性元件的设计对于电路的正常工作和各项性能指标的实现非常关键。加之高频磁性元件设计包括很多细节知识点,而这些细节内容很难被一本或几本所谓的“设计大全”一一罗列清楚[1-3]。为了优化设计高频磁性元件,必须根据应用场合,综合考虑多个设计变量,反复计算调整。正由于此,高频磁性元件设计一直是令初涉电源领域的设计人员头疼的难题,乃至是困扰有多年工作经验的电源工程师的问题。

很多文献及相关技术资料给出的磁性元件设计方法或公式往往直接忽略了某些设计变量的影响,作了假设简化后得出一套公式;或者并未交代清楚公式的应用条件,甚至有些文献所传达的信息本身就不正确。很多电源设计者并没有意识到这一点,直接套用设计手册中的公式,或把设计手册中某些话断章取义,尊为“设计纲领”,而没有进行透彻的分析和思考,以及实验的验证。其结果往往是设计出来的高频磁性元件不能满足应用场合的要求,影响了研发的进度和项目的按期完成。

为了使电源设计者在设计过程中,避免犯同样的错误,为此,我们针对在学习和研发中遇到的一些概念性的问题进行了总结,希望能给大家提供一个借鉴。

2、一些错误概念的辨析

这里以小标题形式给出开关电源高频磁性元件设计中8种常见的错误概念,并加以详细的辨析。

1)、填满磁芯窗口——优化的设计

很多电源设计人员认为在高频磁性元件设计中,填满磁芯窗口可以获得最优设计,其实不然。在多例高频变压器和电感的设计中,我们可以发现多增加一层或几层绕组,或采用更大线径的漆包线,不但不能获得优化的效果,反而会因为绕线中的邻近效应而增大绕组总损耗。因此在高频磁性元件设计中,即使绕线没把铁芯窗口绕满,只绕满了窗口面积的25%,也没有关系。不必非得想法设法填满整个窗口面积。

这种错误概念主要是受工频磁性元件设计的影响。在工频变压器设计中,强调铁芯和绕组的整体性,因而不希望铁芯与绕组中间有间隙,一般都设计成绕组填满整个窗口,从而保证其机械稳定性。但高频磁性元件设计并没有这个要求。

2)、“铁损=铜损”——优化的变压器设计

很多电源设计者,甚至在很多磁性元件设计参考书中都把“铁损=铜损”列为高频变压器优化设计的标准之一,其实不然。在高频变压器的设计中,铁损和铜损可以相差较大,有时两者差别甚至可以达到一个数量级之大,但这并不代表该高频变压器设计不好。

这种错误概念也是受工频变压器设计的影响。工频变压器往往因为绕组匝数较多,所占面积较大,因而从热稳定、热均匀角度出发,得出“铁损=铜损”这一经验设计规则。但对于高频变压器,采用非常细的漆包线作为绕组,这一经验法则并不成立。在开关电源高频变压器设计中,确定优化设计有很多因素,而“铁损=铜损”其实是最少受关注的一个方面。

3)、漏感=1%的磁化电感

很多电源设计者在设计好磁性元件后,把相关的技术要求提交给变压器制作厂家时,往往要对漏感大小要求进行说明。在很多技术单上,标注着“漏感=1%的磁化电感”或“漏感<2%的磁化电感”等类似的技术要求。其实这种写法或设计标准很不专业。电源设计者应当根据电路正常工作要求,对所能接受的漏感值作一个数值限制。在制作变压器的过程中,应在不使变压器的其它参数(如匝间电容等)变差的情况下尽可能地减小漏感值,而非给出漏感与磁化电感的比例关系作为技术要求。因为漏感与磁化电感的关系随变压器有无气隙变化很大。无气隙时,漏感可能小于磁化电感的0.1%,而在有气隙时,即使变压器绕组耦合得很紧密,漏感与磁化电感的比例关系却可能达到10%。

因此,不要把漏感与磁化电感的比例关系作为变压器设计指标提供给磁性元件生产商。否则,这将表明你不理解漏感知识或并不真正关心实际的漏感值。正确的做法是规定清楚可以接受的漏感绝对数值,当然可以加上或减去一定的比例,这个比例的典型值为20%。

4)、漏感与磁芯磁导率有关系

有些电源设计者认为,给绕组加上磁芯,会使绕组耦合更紧密,可降低绕组间的漏感;也有些电源设计者认为,绕组加上磁芯后,磁芯会与绕组间的场相互耦合,可增加漏感量。

而事实是,在开关电源设计中,两个同轴绕组变压器的漏感与有无磁芯存在并无关系。这一结果可能令人无法理解,这是因为,一种相对磁导率为几千的材料靠近线圈后,对漏感的影响很小。通过几百组变压器的实测结果表明,有无磁芯存在,漏感变化值基本上不会超过10%,很多变化只有2%左右。

5)、变压器绕组电流密度的优化值为2A/mm²~3.1A/mm²

很多电源设计者在设计高频磁性元件时,往往把绕组中的电流密度大小视为优化设计的标准。其实优化设计与绕组电流密度大小并没有关系。真正有关系的是绕组中有多少损耗,以及散热措施是否足够保证温升在允许的范围之内。

我们可以设想一下开关电源中散热措施的两种极限情况。当散热分别采用液浸和真空时,绕线中相应的电流密度会相差较大。

在开关电源的实际研制中,我们并不关心电流密度是多大,而关心的只是线包有多热?温升是否可以接受?

这种错误概念,是设计人员为了避免繁琐的反复试算,而人为所加的限制,来简化变量数,从而简化计算过程,但这一简化并未说明应用条件。

6)、原边绕组损耗=副边绕组损耗”——优化的变压器设计

很多电源设计者认为优化的变压器设计对应着变压器的原边绕组损耗与副边绕组损耗相等。甚至在很多磁性元件的设计书中也把此作为一个优化设计的标准。其实这并非什么优化设计的标准。在某些情况下变压器的铁损和铜损可能相近。但如果原边绕组损耗与副边绕组损耗相差较大也没有多大关系。必须再次强调的是,对于高频磁性元件设计我们所关心的是在所使用的散热方式下,绕组有多热?原边绕组损耗=副边绕组损耗只是工频变压器设计的一种经验规则。

7)、绕组直径小于穿透深度——高频损耗就会很小

绕组直径小于穿透深度并不能代表就没有很大的高频损耗。如果变压器绕组中有很多层,即使绕线采用线径比穿透深度细得多的漆包线,也可能会因为有很强的邻近效应而产生很大的高频损耗。因此在考虑绕组损耗时,不能仅仅从漆包线的粗细来判断损耗大小,要综合考虑整个绕组结构的安排,包括绕组绕制方式、绕组层数、绕线粗细等。

8)、正激式电路中变压器的开路谐振频率必须比开关频率高得多

很多电源设计人员在设计和检测变压器时认为变压器的开路谐振频率必须比变换器的开关频率高得多。其实不然,变压器的开路谐振频率与开关频率的大小并无关系。我们可以设想一下极限情况:对于理想磁芯,其电感量无穷大,但也会有一个相对很小的匝间电容,其谐振频率近似为零,比开关频率小得多。

真正与电路有关系的是变压器的短路谐振频率。一般情况下,变压器的短路谐振频率都应当在开关频率的两个数量级以上。

3、结语

为了使电源设计者在电源设计过程中,少犯同样的错误,就我们在开关电源的研发中遇到的一些与高频磁性元件设计相关的概念性问题进行了总结,希望能起到抛砖引玉的作用。

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开关电源中的12种“地”的布局与走线!

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摘要

Ⅰ、 地”的概念

Ⅱ、开开关电源中“地”的分类

Ⅲ、开关电源中接地的方式

Ⅳ、实际布线中关于 “地 ”的考虑

Ⅴ、总结

“地”的概念

Ⅰ、定义

作为电路或系统基准的等电位点或平面

Ⅱ、符号

“”

Ⅲ、作用

不同种类的接地作用各异

Ⅳ、关于“ 地”的思考

●理想地线应是一个零电位、零阻抗的物理实体

●实际的布线中,地线在PCB上,本身会有阻抗 成分,又有分布电容、电感构成的电抗成分; 根据欧姆定律,有电流通过就会产生压降

●地线跟源(电源、信号源)构成回路,此回路的 电场会感应出外部电磁场的RF电流,即常说 的“噪声”,从而引起EMI问题

开关电源中地的分类

十年电源研发工程师的三十条开关电源设计实用经验(二)

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16. 画小板时,在小板引脚的90度拐角处增加一个圆形钻孔,方便组装。如图:

“”

“实物图”
实物图

“实际组装图”
实际组装图

这样做可以使小板与 PCB 大板之间紧密贴合,不会有浮高现象。

17. 电路设计,肖特基的散热片可以接到输出正极线路,这样铁封的肖特基就不用绝缘垫和绝缘粒。

十年电源研发工程师的三十条开关电源设计实用经验(一)

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电源开发是个技术活,也是个累活,工作繁杂时难免会犯一些低级小错误。这些错误,会导致一系列的连锁反应,需要采购部、生产部、PM、品管部、业务部、工程部等众多部门来配合,以修正你的那个小错误。

本文作者将为大家分享自己在十年研发电源工作中,积累的一些实用经验,希望对大家有所帮助。

1. 变压器图纸、PCB、原理图这三者的变压器飞线位号需一致,这是安规认证要求。很多工程师在申请安规认证提交资料时会犯这个错误。

2. X 电容的泄放电阻需放两组。UL62368、CCC 认证要求断开一组电阻再测试 X 电容的残留电压。

这是很多新手会犯的一个错误,修正只能重新改 PCB Layout,浪费自己和采购打样的时间。

“”

3. 变压器飞线的 PCB 孔径需考虑到最大飞线直径,必要时预留两组一大一小的 PCB 孔,避免组装困难或过炉空焊问题。

1、决定开关电源寿命的元器件

①电解电容器

电解电容器的封口部位会漏出气化的电解液,这种现象会随着温度的升高而加速,一般认为温度每上升10℃,泄漏速度会提高至2倍。因此可以说电解电容器决定了电源装置的寿命。

② 风扇

球形轴承及轴承的润滑油枯竭、机械装置部件的磨损,会加速风扇的老化。加之近年的DC风扇的驱动回路开始使用电解电容器等部件,所以有必要将回路部件寿命等因素也一并考虑进去。

③ 光电耦合器

电流传达率(CTR;Current Transfer Ratio)随着时间的推移会逐渐减少,结果发光二极管的电流不断增大,有时会达到最大限制电流,致使系统失控。

④ 开关

多数开关电源设有电容器输入型的整流回路,在通入电源时,会产生浪涌电流,导致开关接点疲劳,引发接触电阻增大及吸附等问题。理论上认为,在电源期望寿命期间,开关的通断次数约有5,000回。

⑤ 冲击电流保护电阻、热敏功率电阻器

为抵抗电源通入时产生的冲击电流,设计者将电阻与SCR等元件并联起来使用。电源通入时的电力峰值高达额定数值的数十倍至数百倍,结果导致电阻热疲劳,引起断路。处在相同情况下的热敏功率电阻器也会发生热疲劳现象。

2、各部件寿命的评估计算

①电解电容器

1、寿命性能

电解电容器的寿命结束形式为磨损故障,决定寿命的主要因素为静电容量、损失角的正切(tanδ)、漏电流等。随着时间的推移,静电容量减少,tanδ增大。漏电流在外加电压时有增加的趋势,所以对负荷的寿命影响不大。

2、寿命的判定

用百分比来表示静电容量相对于起始值的变化率,一般达到-20%以下时即告寿命结束。tanδ的值在超过规定值时寿命结束。漏电流在零负荷的情况下有增加的趋势,同理,在超过规定值时寿命结束。

3、影响寿命的主要原因

前面讲到的特性之所以会产生劣化,其主要原因在于电解液。随着温度的上升,电解液气化,经电容器的封口部位向外泄漏,内部的电解液不断减少。随着电解液量的减少,tanδ会逐渐增大,结果,脉冲电流经由时产生的发热量增大,又进一步加快了劣化过程。这种关系如图 4、图 5 所示。

“”

4、寿命的推算

铝电解电容器的近似寿命可以由环境温度与脉冲电流引起的自发热温度中推得。下面的式子表现了寿命与环境温度之间的关系。

“”

测定脉冲发热的升温值时,需避开其它热辐射。另外,小型电解电容器受热极易升温,最好进行表面温度实测。

② 光电耦合器

GaAs 系的红外发光二极管多使用光电耦合器。这种发光二极管的发光效率的退化会导致CTR(电流传达率)下降,其它的 CTR 劣化形式还有芯片面的光结合树脂剥离。温度越高, CTR 的下降也越快。同时,二极管电流越大,CTR 下降也越快。图 6、图 7 标明了这些因素间的关系。

“”

CTR 降至起始值的 50%所耗的时间称为半衰期。电源回路的统计中以此为限界值,所以可以认为半衰期就是寿命时间。通常条件下,半衰期为 5 万~10 万小时,但所有的光电耦合器都具有如图 8 所示的寿命值,因而在进行寿命评估之前最好确认一次。

“图8”
图8

③ 风扇

风扇的寿命受轴承及球形轴承的磨损程度影响。轴承部分因旋转而发热,风扇自身虽能进行一定程度的冷却,但不能从根本上解决发热问题。测出轴承部位的升温值,升温值越小,质量越好,由此来选择合适的制造商。

轴承部位的润滑油干枯及轴承的磨损导致转数下降,噪音增大,加快了寿命的终结。关于转数的减少,各制造商的标准不尽相同,但一般以起始值的 3~5%为上限。寿命随着温度的上升而缩短。普通的 DC 无刷电动机在 40℃的环境下,寿命约为 40,000 小时,廉价的金属轴承风扇约为 10,000 小时。图 9 标出了风扇的寿命的特性值。另外,DC 风扇的寿命还受内脏部分——电动机驱动回路影响。风扇中经常会用到铝电解电容器,因此有必要将电容器拆开检查(铝电解是 105℃)。

“”

④ 防浪涌电阻、热敏电阻

电阻

电阻的稳定性高,故障率为 1FIT 以下,寿命极长,所以平时使用时无需特别留意。

冲击电流防护回路中使用的像电阻器一样带有浪涌电力的元件,会因为开·关的循环而发生热疲劳,导致断路。浪涌电力、持续时间和循环次数成以下关系。

带负荷的衰减波形的耐浪涌特性如图 13所示。将最大的第一波形的峰值电压(Vp)代入(7)式,可得 Vrms,再代入(8)式,可求得额定电力倍数。这两个数值和衰减时间常数 r 都适用于图 13。该曲线的内侧为安全地带。使用普通的镍铬线(耐浪涌)时,约可承受 30,000 次浪涌。

“”

“”

时间常数是当衰减波形的实效值降至第一波形的 0.368 倍时的时间值,所以其数值一般从电阻值上的波形照片中获得。

热敏电阻

① 寿命性能

作为冲击电流防护回路的部件,使用在较小容量(不超过 70W)的电源中。电源接入时,电流达到最大值,热敏电阻随着温度的上升,电阻值降低。通常温度会上升至 70~90℃,虽然热敏电阻采用的是耐热材料,但热疲劳仍然会影响其寿命。制造商方面的寿命规格:当通过最大允许电流时,断续负荷的寿命为 10,000 次循环。然而,热敏电阻器在用来防护冲击电流时,电源通入后,电阻上通过的电流会达到最大允许电流的 10~20 倍,所以功率循环的耐用期也会缩短。

② 寿命判定

电阻值随时间的推移而发生变化,其变化率超过规定值时,寿命即告终止。热敏功率电阻在用来防护冲击电流时,电阻值会逐渐变大。表 3 列出了热敏电阻寿命性能规格。

“”

⑤ 继电器、开关

继电器和开关的寿命分两种:一为机械寿命,一为电寿命。前者由机械部件的磨损程度决定,包括开关灵活性下降、继电器工作时间和复位时间延长等现象。后者主要受绝缘电阻和接点的接触电阻增大的影响。以上几种劣化形式中,最需要引起注意的是电感负载的浪涌电压引发的接点电弧现象,以及冲击电流引发的接点劣化问题。一般来说,开关电压和电流越大,接点寿命越短。功率因数越小,寿命越短。图 14 表示了继电器的寿命性能。

“”

本文转载自:电源研发精英圈
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围观 18

做了这么些年的开关电源设计,一个很让我心里忐忑的事就是新做的样机进行初次上电,担心炸机。相信很多工程师跟我一样深有体会,把自己的新样机在上电之前检查再检查,生怕哪个地方有焊错焊反搭焊或者说有地方短路,甚至把工作台上都扫得干干净净以防万一。

根据工程师的经验不同,细心程度不同,样机首次通电有一定的炸机概率,并且提心吊胆的。当然“提心吊胆”一词只能用在一部分工程师上,有部分工程师天生不怕炸也不怕做耐压实验时发出的那个“滋滋”的声音,一副脸不变色心不跳的样子(不知道是不是装的)。

炸机很痛苦,尤其这样一个全新样机本就没有调试好参数的电源,本来电源就有可能存在不正常,炸了岂不是更难修理?

为此很多工程师由于设备配置有限,用各种办法经验来避免炸机,比如输入电压慢慢调高边调边看电流的状态,看功率计上的功率变化,一旦形势不对马上断电,这样确实可以避免一些异常情况,但有时手速不够快就炸了。

下面给大家分享一个亲测有效,且成本很低的方法来防止样机首次上电炸机的问题,手头有 ac source 等设备的工程师请忽略!

“”

方法很简单,就是在开关电源输入线上串联一个白炽灯来做保护,如下图。

“”

注意串联白炽灯初次上电不用带输出负载,直接空载上电。

无大电流的情况

如果白炽灯没有亮灯,或者就刚上电的那一下亮了然后又熄灭(第一下亮是输入浪涌电流引起的),说明开关电源没有大电流输入,此时可测试电源的输出是否为正常电压。

如果输出正常则可以去除白炽灯进行正常的调试了。

如果输出电压不正常,可继续接在白炽灯上直到找到原因解决后再去除白炽灯进行正常调试。

有大电流的情况

如果通电后白炽灯一直亮,或者白炽灯在间断的亮-不亮-亮的循环状态,说明开关电源内部有大电流,此时可关电仔细检查开关电源,重复此法直到开关电源空载正常后方可去除白炽灯进行正常调试。

为何可以防止大部分的炸机?下面小编进行简单的分析一下,如果不对之处欢迎指正。

大致原理如下:

先把上图画一个简单的等效电路,如下:

“”

原理很简单

无大电流的情况

若开关电源没进入危险状态(开关电源输出正常 或者 开关电源输出电压在上下跳动但没有导致输入大电流),则此时流进开关电源的输入电流很微弱,可等效看作Zo很大。

假设此时电源的功耗为2.2W,Zo上的平均电流大约为0.01A,Zo上的阻抗大约为220/0.01,大约是22K。

一个十几瓦或几十瓦的白炽灯的冷态电阻大约在几十欧姆到几百欧姆,在此我假设为Z1=100Ω,根据阻抗的分压比可知,白炽灯上的压降非常小所以白炽灯不亮灯。

有大电流输入的情况

若开关电源没没有进入危险状态(开关电源输入有大电流),电流很大,可等效看作Zo很小。

假设此时电源流入的电流平均为5A,相当于Zo上的平均电流为5A,Zo上的阻抗大约为220/5,大约是44Ω。

一个十几瓦或几十瓦的白炽灯的冷态阻抗大约在几十欧姆到几百欧姆,在此我假设为Z1=100Ω,根据阻抗的分压比可知,白炽灯上的压降是比较大的。

另外白炽灯还有一个特性就是热态阻抗比冷态阻抗要大很多,实验得出大概十多倍的样子,在此我假设热态阻抗是冷态阻抗的10倍。由于上电白炽灯上有较大的压降和较大的电流会以非常快的速度发热,设发热后阻抗由Z1=100Ω变成Z1=1K,在很短的时间内会使Zo上的电压变得非常小从而避免了开关电源炸机。

白炽灯冷态电阻与热态电阻实验测试记录表

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此文主要是表达一种比较实用的开关电源初次上电防炸机的方法,有很多表达不严谨的地方还请见谅,不喜勿喷!

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围观 32

开关模式电源(SMPS)上的噪声有时会变得很糟糕。

我正在评估一个简单的低成本开关电源(SMPS)上的电压噪声,并且几乎因为这些电源在噪声方面的声誉不佳而下降。

开关稳压器中的输出噪声

就其性质而言,nSMPS的输出会有一些开关噪声。毕竟,它们被设计为使用脉冲宽度调制(或脉冲频率调制)信号从较高直流电源切换电流,然后使用2极LC滤波器对其进行滤波。

MOSFET的开关动作产生交替周期,其中第一电流流入电感器,然后电感器放电。这导致大的dI / dt和大的电压尖峰。我们期待这种噪音。这是一个问题,LC滤波器在防止这些大电压尖峰传输到电路的其余部分方面有多么有效。

SMPS的典型输出电压将在开关频率处显示纹波。一个重要的指标是当调节器没有负载时,以及在应用中加载典型负载电阻时有多少纹波。

测量开关电源中的噪声

我最近有一个低噪声应用,我想尝试使用一个非常低成本的3.3 V SMPS; 仅需要50 mA的负载电流。我有一个评估板,我用5 V墙壁电源连接到电源,用一个简单的10×探头测量输出。我的测量配置如图1所示。

“图1.使用10倍探头测量输出电压轨。”
图1.使用10倍探头测量输出电压轨。

直流电平在3.3 V时很好。凭借我的Teledyne LeCroy HDO 8108示波器的12位分辨率和大偏移能力,我能够抵消这个电压,这样我就可以放大纹波噪声并且还可以寻找慢速直流漂移。图2显示了10 mV / div刻度下的测量电压噪声。

“图2.使用10×
图2.使用10× 探头的SMPS输出上的测量噪声,标度为10 mV / div。

切换器的20微秒周期 - 对应于50kHz的开关频率 - 是显而易见的。从电感器电流的充电和放电循环预期三角形脉冲。但是,除了这个预期的特征之外,还有两种类型的高频噪声。平坦区域存在10 mV峰峰值噪声,尖峰噪声有时会达到60 mV峰峰值。

高频噪音和尖锐的噪音尖峰令人不安。这没有被2极LC滤波器滤除。如果我使用这种电源,我怎么能确保我的电路板能够保持足够的功能,尽管有这些噪音?

然而,事实证明,这种噪音实际上不是电源输出上的电压噪声。在我的探测中,所有射频都是射频。

区分电压噪声与RF拾取

通过LC滤波器中的电感器的大dI / dt导致在SMPS附近产生的大磁场。任何具有低电感路径的环路都会产生磁感应电流,从而产生我们用示波器测量的电压。

我连接到SMPS引线的10倍探头制作了一个环形天线,可以拾取这些尖峰。您的第一个想法可能是,但10×探头的尖端是否有9MΩ电阻?这不是一个阻止任何交流电流在环路中感应的大阻抗吗?

尖端有一个9MΩ的电阻,但也有一个10 pF的并联电容,是均衡器电路的一部分,高频电流通过该电路流过。在100 MHz时,10 pF电容的阻抗仅为160Ω,非常低。

为了测试这些噪声是否真的是探头中的RF拾取而不是电源轨上的实际噪声的想法,我将一个小型SMA连接器焊接到电路板的输出端,以减小环形天线面积和辐射灵敏度领域。此外,我在测量SMPS输出电压的附近添加了另一个10倍探头,但是使用第二个探头,尖端短接到地线。这种设置允许我使用10倍探头同时测量输出轨,通过SMA连接器测量输出轨,以及本地RF噪声(探头拾取,尖端短接到地线ICfans)。如图3所示。

“图3.使用两个10×探头和一个同轴1×连接来测量SMPS输出上的电压噪声。”
图3.使用两个10×探头和一个同轴1×连接来测量SMPS输出上的电压噪声。

“图4.
图4. SMPS输出上的测量电压。所有通道都在相同的10 mV / div范围内。

探头衰减会影响SNR

有两个重要的观察结果。首先,1×同轴电缆的一般噪声水平远低于10×探头。这实际上是由于10×探针不是10×探针,它是0.1×探针。它将信号衰减10倍,将其幅度降低20 dB。当我们测量小信号电平时,例如几十毫伏,测得的电压对示波器的放大器噪声很敏感。

大多数示波器足够聪明,可以识别出通道上附有10×探头。它们会自动调整显示的电压标度,以补偿十倍因子衰减并显示尖端电压。因此,当示波器以10 mV / div刻度显示信号时,它实际上在放大器上使用1 mV / div刻度。我们所看到的是,尖端噪声的峰值到峰值几乎达到10 mV,实际上在示波器放大器的峰峰值噪声约为1 mV。

使用SMA连接的同轴电缆实际上是1×探头。该迹线也以10 mV / div刻度显示。在这种情况下,1 mV峰峰值放大器噪声或多或少地包含在迹线的线宽内。

这表明了一个重要的最佳测量实践:当我们观察低幅度信号时,例如电源轨噪声,任何10倍衰减探头都会使我们的SNR降低20 dB。当每个dB计数时,请勿使用衰减探头。

同轴连接与示波器探头

第二个观察结果是,同轴连接中不存在大而尖锐的尖峰,而是存在于两个10×探针测量中。由于其中一个探头甚至没有接触到轨道输出,这强烈表明尖峰尖峰噪声是由于RF拾取引起的,而不是SMPS输出上的电压噪声。

这表明第二个重要的最佳测量实践:在测量低幅度信号时,使用尽可能接近同轴连接的测量设置,以减少探头的环路面积及其作为天线的有效性。

如果我们实施这两个最佳测量实践,我们在3.3 V电压轨中具有30 mV的峰峰值纹波噪声。这是1%的纹波,非常适合低成本的SMPS。此外,高频噪声大大降低,并且短时瞬态 - 实际上作为RF拾取噪声而不是轨电压噪声 - 不再作为切换器输出信号的一部分显示。

频域噪声

只要我使用靠近我的电源和信号路径的地平面,这是一个重要的最佳半导体设计实践,由此SMPS供电的设备和我板上的信号将只看到由50 kHz产生的谐波SMPS。

使用直接同轴,低噪声连接,我测量了SMPS电源轨上的噪声频谱。一个例子如图5所示。

“图5.电源轨上的噪声频谱。Top
图5.电源轨上的噪声频谱。Top 是时变频谱图,超过10秒,显示非常稳定的幅度。在此比例下,0 dBmV是1 mV幅度噪声。

频谱中的峰值是开关频率的50 kHz谐波。一次谐波的幅度约为10 dBmV,即3 mV。这远小于在时域中测量的30mV峰峰值电压。这是因为纹波噪声具有如此低的占空比。在一次谐波的短时三角脉冲中没有太多的正弦波。大量高次谐波表示时域中波形的奇怪形状及其高频内容。

所有开关噪声均低于约3 MHz时的10μV幅度。对于我的应用,这是一个可接受的噪音水平,实际上对于这种低成本的SMPS来说它非常低。

结论

本文讨论了关于开关电源实际产生的电压噪声的重要考虑因素,并介绍了两种最佳测量方法,可帮助您对开关稳压器的输出轨进行精确的示波器测量。

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