1、摘要

近来,LLC拓扑以其高效,高功率密度受到广大电源设计工程师的青睐,但是这种软开关拓扑对MOSFET的要求却超过了以往任何一种硬开关拓扑。特别是在电源启机,动态负载,过载,短路等情况下。CoolMOS 以其快恢复体二极管,低Qg 和Coss能够完全满足这些需求并大大提升电源系统的可靠性。

长期以来, 提升电源系统功率密度,效率以及系统的可靠性一直是研发人员面临的重大课题。 提升电源的开关频率是其中的方法之一, 但是频率的提升会影响到功率器件的开关损耗,使得提升频率对硬开关拓扑来说效果并不十分明显,硬开关拓扑已经达到了它的设计瓶颈。而此时,软开关拓扑,如LLC拓扑以其独具的特点受到广大设计工程师的追捧。但是… 这种拓扑却对功率器件提出了新的要求。

2、LLC 电路的特点

LLC 拓扑的以下特点使其广泛的应用于各种开关电源之中:

1.LLC 转换器可以在宽负载范围内实现零电压开关。

2.能够在输入电压和负载大范围变化的情况下调节输出,同时开关频率变化相对很小。

3.采用频率控制,上下管的占空比都为50%.

4.减小次级同步整流MOSFET的电压应力,可以采用更低的电压MOSFET从而减少成本。

5.无需输出电感,可以进一步降低系统成本。

6.采用更低电压的同步整流MOSFET, 可以进一步提升效率。

3.LLC 电路的基本结构以及工作原理

图1和图2分别给出了LLC谐振变换器的典型线路和工作波形。如图1所示LLC转换器包括两个功率MOSFET(Q1和Q2),其占空比都为0.5;谐振电容Cr,副边匝数相等的中心抽头变压器Tr,等效电感Lr,励磁电感Lm,全波整流二极管D1和D2以及输出电容Co。

“图1
图1 LLC谐振变换器的典型线路

“图2
图2 LLC谐振变换器的工作波形

而LLC有两个谐振频率,Cr, Lr 决定谐振频率fr1; 而Lm, Lr, Cr决定谐振频率fr2。
系统的负载变化时会造成系统工作频率的变化,当负载增加时, MOSFET开关频率减小, 当负载减小时,开关频率增大。

“”

3.1 LLC谐振变换器的工作时序

LLC变换器的稳态工作原理如下。

1)〔t1,t2〕
Q1关断,Q2开通,电感Lr和Cr进行谐振,次级D1关断,D2开通,二极管D1约为两倍输出电压,此时能量从Cr, Lr转换至次级。直到Q2关断。

2)〔t2,t3〕
Q1和Q2同时关断,此时处于死区时间, 此时电感Lr, Lm电流给Q2的输出电容充电,给Q1的输出电容放电直到Q2输出电容的电压等于Vin.
次级D1和D2关断 Vd1=Vd2=0, 当Q1开通时该相位结束。

3)〔t3,t4〕
Q1导通,Q2关断。D1导通, D2关断, 此时Vd2=2Vout
Cr和Lr谐振在fr1, 此时Ls的电流通过Q1返回到Vin,直到Lr的电流为零次相位结束。

4)〔t4,t5〕
Q1导通, Q2关断, D1导通, D2关断,Vd2=2Vout
Cr和Lr谐振在fr1, Lr的电流反向通过Q1流回功率地。 能量从输入转换到次级,直到Q1关断该相位结束

5)〔t5,t6)
Q1,Q2同时关断, D1,D2关断, 原边电流I(Lr+Lm)给Q1的Coss充电, 给Coss2放电, 直到Q2的Coss电压为零。 此时Q2二极管开始导通。 Q2开通时相位结束。

6)〔t6,t7〕
Q1关断,Q2导通,D1关断, D2 开通,Cr和Ls谐振在频率fr1, Lr 电流经Q2回到地。 当Lr电流为零时相位结束。

3.2 LLC谐振转换器异常状态分析

以上描述都是LLC工作在谐振模式, 接下来我们分析LLC转换器在启机, 短路, 动态负载下的工作情况。

3.2.1 启机状态分析

通过LLC 仿真我们得到如图3所示的波形,在启机第一个开关周期,上下管会同时出现一个短暂的峰值电流Ids1 和Ids2. 由于MOSFET Q1开通时会给下管Q2的输出电容Coss充电,当Vds为高电平时充电结束。而峰值电流Ids1和Ids2也正是由于Vin通过MOSFET Q1 给Q2 结电容Coss的充电而产生。

“图3
图3 LLC 仿真波形

我们将焦点放在第二个开关周期时如图4,我们发现此时也会出现跟第一个开关周期类似的尖峰电流,而且峰值会更高,同时MOSFET Q2 Vds也出现一个很高的dv/dt峰值电压。那么这个峰值电流的是否仍然是Coss引起的呢? 我们来做进一步的研究。

“图4
图4 第二个开关周期波形图

对MOSFET结构有一定了解的工程师都知道,MOSFET不同于IGBT,在MOSFET内部其实寄生有一个体二极管,跟普通二极管一样在截止过程中都需要中和载流子才能反向恢复, 而只有二极管两端加上反向电压才能够使这个反向恢复快速完成, 而反向恢复所需的能量跟二极管的电荷量Qrr相关, 而体二极管的反向恢复同样需要在体二极管两端加上一个反向电压。在启机时加在二极管两端的电压Vd=Id2 x Ron. 而Id2在启机时几乎为零,而二极管在Vd较低时需要很长的时间来进行反向恢复。如果死区时间设置不够,如图5所示高的dv/dt会直接触发MOSFET内的BJT从而击穿MOSFET.

“图5”
图5

通过实际的测试,我们可以重复到类似的波形,第二个开关周期产生远比第一个开关周期高的峰值电流,同时当MOSFET在启机的时dv/dt高118.4V/ns. 而Vds电压更是超出了600V的最大值。MOSFET在启机时存在风险。

“图6”
图6

3.2.2 异常状态分析

下面我们继续分析在负载剧烈变化时,对LLC拓扑来说存在那些潜在的风险。

在负载剧烈变化时,如短路,动态负载等状态时,LLC电路的关键器件MOSFET同样也面临着挑战。

通常负载变化时LLC 都会经历以下3个状态。我们称之为硬关断, 而右图中我们可以比较在这3个时序当中,传统MOSFET和CoolMOS内部载流子变化的不同, 以及对MOSFET带来的风险。

“”

时序1,Q2零电压开通,反向电流经过MOSFET和体二极管,此时次级二极管D2开通,D1关段。

-传统MOSFET此时电子电流经沟道区,从而减少空穴数量
-CoolMOS此时同传统MOSFET一样电子电流经沟道,穴减少,不同的是此时CoolMOS 的P井结构开始建立。

“”

时序2,Q1和Q2同时关断,反向电流经过MOSFETQ2体二极管。
Q1和Q2关断时对于传统MOSFET和CoolMOS来说内部电子和空穴路径和流向并没有太大的区别。

“”

时序3,Q1此时开始导通,由于负载的变化,此时MOSFET Q2的体二极管需要很长的时间来反向恢复。当二极管反向恢复没有完成时MOSFET Q2出现硬关断, 此时Q1开通,加在Q2体二极管上的电压会在二极管形成一个大电流从而触发MOSFET内部的BJT造成雪崩。

-传统MOSFET此时载流子抽出,此时电子聚集在PN节周围, 空穴电流拥堵在PN节边缘。
-CoolMOS的电子电流和空穴电流各行其道, 此时空穴电流在已建立好的P井结构中流动,并无电子拥堵现象。

综上, 当LLC电路出现过载,短路,动态负载等条件下, 一旦二极管在死区时间不能及时反向恢复, 产生的巨大的复合电流会触发MOSFET内部的BJT使MOSFET失效。

有的 CoolMOS采用Super Juction结构, 这种结构在MOSFET硬关断的状态下, 载流子会沿垂直构建的P井中复合, 基本上没有侧向电流, 大大减少触发BJT的机会。

4.如何更容易实现ZVS

通过以上的分析,可以看到增加MOSFET的死区时间,可以提供足够的二极管反向恢复时间同时降低高dv/dt, di/dt 对LLC电路造成的风险。但是增加死区时间是唯一的选择么?下面我们进一步分析如何够降低风险提升系统效率。

“图7”
图7

对于LLC 电路来说死区时间的初始电流为

“”

而LLC能够实现ZVS必须满足

“”

而最小励磁电感为

“”

根据以上3个等式,我们可以通过以下三种方式让LLC实现ZVS.

第一, 增加Ipk.
第二, 增加死区时间。
第三, 减小等效电容Ceq即Coss.

从以上几种状况,我们不难分析出。增加Ipk会增加电感尺寸以及成本,增加死区时间会降低正常工作时的电压,而最好的选择无疑是减小Coss,因为减小无须对电路做任何调整,只需要换上一个Coss相对较小MOSFET即可。

5.结论

LLC 拓扑广泛的应用于各种开关电源当中,而这种拓扑在提升效率的同时也对MOSFET提出了新的要求。不同于硬开关拓扑,软开关LLC谐振拓扑,不仅仅对MOSFET的导通电阻(导通损耗),Qg(开关损耗)有要求,同时对于如何能够有效的实现软开关,如何降低失效率,提升系统可靠性,降低系统的成本有更高的要求。CoolMOS,具有快速的体二极管,低Coss,有的可高达650V的击穿电压,使LLC拓扑开关电源具有更高的效率和可靠性。

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围观 6

应用实例(1):

一种简单的三段式铅酸电池充电器控制电路

“”

一种简单的三段式铅酸电池充电器控制电路

“”

“”

本PCB文件是由上图原理(没有继电器电路)设计的12V/4A简单的三段式充电器。

“”

应用实例(2)

简单的单颗TL431限流恒压控制方法

“”

●当电流增大时TL431-1的电位被太高,从而起到现在电流的功能,因为R3的存在对输出电压进行了补偿.所以基本上可以做到限流稳压功能为一体, 具有相对的成本优势.

应用实例(3)
一种低压氙气灯电源启动电路

“”

●此电路是一个限制输出功率的半桥电路,利用电容限制电流的方法。(调节VR2可以得到不同的启动电压值,调节VR1可以得到不同的输出电流来匹配不同的低压氙气灯的搭配).

●输出两个绕组,第一个是能够提供27V30A的主绕组,第二个是能够提供140V启动电压,经过串联在整流二极管前面的电容来限制启动机电流<0.5A电流的。当开机时输出电压根据辅助绕组的反馈电压,开环状态启动绕组电压被限制到140V左右,氙气灯在高达140V电压立即启动后,由于高压绕组的串联电容存在,这个电流无法高起来。而一旦氙气灯启动,此电压被迫同步拉低到主绕组电压27V左右,因为前端互感器电流采样使得输出功率受限制,所以27V的电压不会被抬高。

●因为串联电容限制电流达到同步启动的方法使得电路必须工作在固定频率下,而输入电压范围也不能偏差太高。一般在5%范围内变化不会影响氙气灯的正常工作。

●此电路的特点就是有效解决同步启动的问题,实现自然同步比软件控制更为可靠。

●氙气灯的启动特点就是要求必须完全同步,如果电压低就无法启动。但一旦启动后电流就必须在电流上来的同时电压要降低到24V-28V,过高就会出现灯管爆炸的危险,电流低于25A就会熄灭。而熄灭后不能立即重新启动。应用这一方法得以有效且低成本的满足要求。

应用实例(4)

一种波形比较理想的变压器隔离驱动电路

“”

波形比较理想的变压器隔离驱动应用实例

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应用实例(5)

偏小变压器反激开关电源设计之参考建议本案例是EC-2828变压器全电压输入,输出功率60W。

“”

EC-2828变压器全电压输入,输出功率60W。

“”

●对于偏小磁芯变压器的设计:主要有磁芯Ae面积偏小的问题,将会带来初级圈数偏多的现象。可以适当提高工作频率,本案例工作频率在70KHz-75KHz。由于圈数偏多初次级的耦合将会更有利。所以VCC绕组电压在短路瞬间会上冲到比较高的状态,本案例原理图上有可控硅做过压保护功能。而后因为次级绕组的短路耦合到VCC绕组使其电压降低到IC不能启动这个过程是可以实现的。

●要做到以上特性:VCC绕组线径必须要小,我个人一般取0.17mm以下,小于0.12会很容易断。这样小的线径谈不上节约铜材,但是可以利用铜线的阻抗来代替很多设计人员习惯在VCC整流二极管上串联小阻值电阻的功能,而且这个利用线圈本身的阻抗对交流的抑制能力在本案例当中更有效,可以防止瞬间冲击而损坏后级电路的功效。

●初级与次级主绕组必须是最近相邻的绕组,这样耦合会更有利。

●开关电源在MOSFET-D端点工作时候产生的干扰是最大的(也是RCD吸收端与变压器相连的端点),在变压器绕制时建议将他绕在变压器的第一个绕组,并作为起点端,让他藏在变压器最里层,这样后面绕组铜线的屏蔽是有较好抑制干扰效果的。

●VCC绕组在计算其圈数时尽量的在IC最低工作电压乘以1.1倍作为误差值,不用考虑铜线的压降,因为启动前电流是非常小的,所以这个电阻并没有多少影响,几乎可以忽略不计。而在电路未启动之前,由于高压端启动电阻的充电,可以将VCC上电容上的电压充到IC启动的电压,一旦电路有问题一下启动不了VCC由于绕组电压的预设值偏低。电路也是不会启动的,一般表现为嗝状态。

●为何要按照IC的工作电压低端取值?因为我们次级绕组是与初级绕组相邻绕制的,耦合效果相对而言是最好的。我们做短路试验也是做次级的输出短路,因为耦合效果好,次级短路时VCC在经过短暂的上冲后会快速降低,降到IC的关闭电压时电路得到最好的保护。需要注意这个电压需要高于MOSFET饱和导通1V以上,避免驱动不足。

●还有利于降低IC本身的功耗,是否可以提高IC的寿命无法验证,但稳定性应该更高。

应用实例(6)

一种反激双路输出相对稳定的解决方案

“”

具有相对稳定输出的双路反激输出电路

“”

●这种电路一般应用于小功率电源。为了确保两个绕组的交叉调整率更好。我们需要注意一些问题。

●在本实例中,一般我们设5V为采样反馈端.如果双路采样交叉调整率可能会更差,甚至不能单独空载和独立带载问题.此方法得以解决这一问题,此方法不太适合两组电压相差遥远的应用.会多占用变压器一脚.

●反馈光耦供电用12V供电,且取样点在后级滤波电感前面更好。因为滤波电感前的波动更快的反映前端PWM的调制状态,就算TL431的开启程度是一定的,因为12V的波动可以让光耦上反馈到的电流有微小的差异,在反馈环路一定的情况下,这个光耦供电取样点的选择更有利于动态响应和调整率的平衡控制。

●12V绕组应该放在更接近于初级绕组的地方。这样更有效的确保12V的电压变化比例更小,因为我们反馈采样的是5V端,所以难控制的是12V的绕组。综合这些将可以更好的控制这两个绕组的平衡度。虽然不能做到绝对的好,但是相对的来说是有一定参考价值的。

●上页所述的样板基本可以控制到+/-5%范围的误差,属于可接受的范围,建议喜欢动手的朋友不妨试一下。

应用实例(7)

应用于功放的正负输出电源欠压式短路电压保护控制电路

“”

说明:功放电源正负双输出电压保护

●由Q1构成正电压欠压式短路保护电路
●当正电压短路时,电压降低于稳压二极管加在Q1驱动分压电阻分压后让Q1导通,即可送出保护信号。
●由Q2构成负电压欠压式短路保护电路
●当负电压短路时,电压升高至串联于Q2基极上稳压二极管,使Q2截止时,Q2集电极上的电压信号经过D2即可送出保护信号。
●Q3是作为保护的指示灯驱动电路。
●这个电路在实际应用中需要做到对供电的VCC在正负电压从开机到启动正常这段过程的延时,否则开机时就有保护信号,导致无法正常开机。如果需要锁死可以用输出保护信号驱动一个由三极管构成的可控硅锁死电路来实现。

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具有正负双输出电压保护的功放电源PCB

“”

应用实例(8)

用LM358实现LED输出端限流稳压PWM调光控制

“”

●此例应用是将PWM信号直接加在电流采样信号上,通过调节PWM的宽度来调制过电流保护信号的时间,而起到调节限制电流的功能的。

●需要注意的事情是PWM需要倒相输入,就是说占空比越小的时候LED上施加的电流越大。占空比越大时LED电流越小。

应用实例(9)

一款带带功率因数补偿的50W LED驱动电路

“”

带功率因数补偿的50W LED驱动PCB

“”

文章来源:百度文库
作者:刘旭明

围观 13

输入部分损耗

1、脉冲电流造成的共模电感T的内阻损耗加大
适当设计共模电感,包括线径和匝数

2、放电电阻上的损耗
在符合安规的前提下加大放电电阻的组织

3、热敏电阻上的损耗
在符合其他指标的前提下减小热敏电阻的阻值

“”

启动损耗

普通的启动方法,开关电源启动后启动电阻回路未切断,此损耗持续存在
改善方法:恒流启动方式启动,启动完成后关闭启动电路降低损耗。

“”

与开关电源工作相关的损耗

“”

钳位电路损耗

“”

有放电电阻存在,mos开关管每次开关都会产生放电损耗

改善方法:用TVS钳位如下图,可免除电阻放电损耗(注意:此处只能降低电阻放电损耗,漏感能量引起的尖峰损耗是不能避免的)

“”

“”

当然最根本的改善办法是,降低变压器漏感。

“”

供电绕组的损耗

电源芯片是需要一定的电流和电压进行工作的,如果Vcc供电电压越高损耗越大。

改善方法:由于IC内部消耗的电流是不变的,在保证芯片能在安全工作电压区间的前提下尽量降低Vcc供电电压!

“”

变压器的损耗

由于待机时有效工作频率很低,并且一般限流点很小,磁通变化小,磁芯损耗很小,对待机影响不大,但绕组损耗是不可忽略的。

变压器绕组引起的损耗

绕组的层与层之间的分布电容的充放电损耗(分布电容在开关MOS管关断时充电,在开关MOS管开通时放电引起的损耗。)

“”

当测试mos管电流波形时,刚开启的时候有个电流尖峰主要由变压器分布电容引起。

“”

改善方法:在绕组层与层之间加绝缘胶带,来减少层间分布电容。

“”

开关管MOSFET上的损耗

mos损耗包括:导通损耗,开关损耗,驱动损耗。其中在待机状态下最大的损耗就是开关损耗。

改善办法:降低开关频率、使用变频芯片甚至跳频芯片(在空载或很轻负载的情况下芯片进入间歇式振荡)

“”

整流管上的吸收损耗

输出整流管上的结电容与整流管的吸收电容在开关状态下引起的尖峰电流反射到原边回路上,引起的开关损耗。另外还有吸收电路上的电阻充放电引起的损耗。

改善方法:在其他指标允许的前提下尽量降低吸收电容的容值,降低吸收电阻的阻值。

当然还有整流管上的开关损耗、导通损耗和反向恢复损耗,这应该在允许的情况下尽量选择导通压降低和反向恢复时间短的二极管。

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输出反馈电路的损耗

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围观 18

最近,开关电源几乎用于所有电子设备中。它们由于尺寸小、成本低和效率高而具有极高的价值。但是,它们最大的缺点就是高开关瞬态导致高输出噪声。这个缺点使它们无法用于以线性稳压器供电为主的高性能模拟电路中。实践证明,在很多应用中,经过适当滤波的开关转换器可以代替线性稳压器从而产生低噪声电源。哪怕在要求极低噪声电源的苛刻应用中,上游电源树的某个地方也有可能存在开关电路。因此,有必要设计经过优化和阻尼处理的多级滤波器,来消除开关电源转换器的输出噪声。此外,了解滤波器设计如何影响开关电源转换器的补偿也很重要。

本文示例电路将采用升压转换器,但结果可以直接应用于任意DC-DC转换器。图1所示为升压转换器在恒定电流模式(CCM)下的基本波形。

“图1.
图1. 升压转换器的基本电压和电流波形

输出滤波器对升压拓扑或其它任何带有断续电流模式的拓扑之所以重要,是因为它在开关B内电流具有快速上升和下降时间。这会导致激励开关、布局和输出电容中的寄生电感。其结果是,在实际使用中,输出波形看上去更像图2而非图1,哪怕布局布线良好并且使用陶瓷输出电容。

“图2.
图2. DCM中升压转换器的典型测量波形

由于电容电荷的变化而导致的开关纹波(开关频率)相比输出开关的无阻尼振铃而言非常小,下文称为输出噪声。一般而言,此输出噪声范围为10 MHz至100 MHz以上,远超出大部分陶瓷输出电容的自谐振频率。因此,添加额外的电容对噪声衰减的作用不大。

还有很多各类滤波器适合对此输出滤波。本文将解释每一种滤波器,并给出设计的每一个步骤。文中的公式并不严谨,且做了一些合理的假设,以便一定程度上简化这些公式。仍然需要进行一些迭代,因为每一个元件都会影响其它元件的数值。ADIsimPower设计工具利用元件值(比如成本或尺寸)的线性化公式在实际选择元件前进行优化,然后从成千上万器件的数据库中选出实际元件后对其输出进行优化,从而避免了这个问题。但在刚开始进行设计时,这种程度的复杂性是没有必要的。通过提供的计算公式,使用SIMPLIS仿真器——比如免费的ADIsimPE™——或者在实验室工作台上花费一些时间,就能以最少的精力得到满意的设计。

开始设计滤波器前,考虑一下单级滤波器RC或LC滤波器可以做什么。通常采用二级滤波器可以合理地将纹波抑制到几百μV p-p范围内,并将开关噪声抑制在1 mV p-p 以下。降压转换器噪声较低,因为电源电感提供了很好的滤波能力。这些限制是因为,一旦纹波降低至μV级别,元件寄生和滤波器级之间的噪声耦合便开始成为限制因素。如果使用噪声更低的电源,则需添加三级滤波器。然而,开关电源的基准电压源一般不是噪声最低的元件,并且常常受到抖动噪声的影响。这些都导致了低频噪声(1 Hz至100 kHz),通常不易滤除。因此,对于极低噪声电源而言,使用单个二级滤波器然后在输出端添加一个LDO可能更合适。

在更详细地介绍各类滤波器的设计步骤前,部分在设计步骤中使用的各类滤波器的数值定义如下:

ΔIPP: 进入输出滤波器的峰峰值电流近似值。为方便计算,假定是正弦信号。数值取决于拓扑。对于降压转换器而言,它是电感中的峰峰值电流。对于升压转换器而言,它是开关B(通常是一个二极管)中的峰值电流。

ΔVRIPOUT : 转换器开关频率处的输出电压纹波近似值。

RESR: 所选输出电容的ESR。

FSW : 转换器开关频率。

CRIP: 输出电容的计算中,假定所有ΔIPP 流入其中。

ΔVTRANOUT: ISTEP施加于输出时,VOUT 的变化。

ISTEP:输出负载的瞬时变化。

TSTEP: 转换器对于输出负载瞬时变化的近似响应时间。

Fu: 转换器的交越频率。对于降压转换器而言,其值通常为FSW ⁄10。对于升压或降压/升压转换器而言,它通常位于右半平面零点(RHPZ)约1/3位置处。

最简单的滤波器类型为RC滤波器,如图3中基于低电流ADP161x升压设计的输出端所连接的那样。该滤波器具有低成本优势,无需阻尼。但是,由于功耗的原因,它仅对极低输出电流转换器有用。本文假定陶瓷电容具有较低ESR。

“图3.
图3. 在输出端添加RC滤波器的ADP161x低输出电流升压转换器设计

RC二级输出滤波器设计步骤

第1步: C1根据以下条件选择:假设C1的输出纹波近似值可以忽略其余滤波器;5 mV p-p至20 mV p-p就是一个很好的选择。C1随后可通过公式1计算得出。

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第2步:R可以根据功耗选择。R必须远大于RESR,电容和这个滤波器才能起作用。这将输出电流的范围限制在50 mA以下。

第3步:C2随后可通过公式2至公式6计算得出。A、a、b和c是简化计算的中间值,没有实际意义。这些公式假定R < />LOAD,且每个电容的ESR较小。这些都是很好的假设,引入的误差很小。C2应等于或大于C1。可调节第1步中的纹波,使其成为可能。

“”

“”

“”

“”

“”

对于较高电流电源而言,将pi滤波器中的电阻以如图4中的电感代替是有好处的。这种配置提供了极佳的纹波和开关噪声抑制能力,并具有较低的功耗。问题在于,我们现在引入了一个额外的储能电路,它可能产生谐振。这就有可能导致振荡,使电源不稳定。因此,设计该滤波器的第一步是如何选择阻尼滤波器。图4显示了三种可行的阻尼技术。添加RFILT具有额外成本和尺寸增加较少的优势。阻尼电阻的损耗通常很少(甚至没有),哪怕大电源情况下都很小。缺点是,它会降低电感的并联阻抗,从而大幅降低滤波器的有效性。第二种技术的优势是滤波器性能最大化。如果需要采用全陶瓷设计,则RD可以是与陶瓷电容串联的分立式电阻。否则需使用具有高ESR且物理尺寸较大的电容。这个额外的电容(CD)会大幅增加设计的成本和尺寸。阻尼技术3看上去具有极大的优势,因为阻尼电容CE添加至输出端,它可能对瞬态响应和输出纹波性能有所助益。然而,这种技术成本最高,因为所需电容数量极大。此外,输出端相对而言较多的电容会降低滤波器谐振频率,进而减少转换器可实现的带宽——因此不建议使用第3种技术。对于ADIsimPower设计工具来说,我们采用第1种技术,因为它成本较低,且在自动化设计步骤中相对来说较为容易实现。

“图4.
图4. 采用输出滤波器并突出多种不同阻尼技术的ADP1621

需注意的另一个问题是补偿。尽管这可能不符合直觉,但把滤波器放在反馈环路内部几乎一直都是更好的做法。这是因为,将其放在反馈环路内有助于在一定程度上抑制滤波器,消除直流负载偏移和滤波器的串联电阻,同时能提供更好的瞬态响应、更低的振铃。图5显示了一个升压转换器的波特图,其在输出端添加了LC滤波器输出。

“图5.
图5. 输出端带LC滤波器的升压转换器

反馈在滤波器电感之前或之后获取。人们没有想到的是,哪怕滤波器不在反馈环路内部,开环波特图依然存在非常大的变化。由于控制环路无论滤波器是否在反馈环路中都会受影响,因此也应对其进行适当补偿。一般而言,这意味着将目标交越频率向下调整至不超过滤波器谐振频率(FRES)的五分之一到十分之一。

“”

这类滤波器的设计步骤本质上是一个迭代过程,因为每一个元件的选择都会影响其它元件的选择。

使用并联阻尼电阻的LC滤波器设计步骤(图4中的第1种技术)

第1步:选择C1,使其等于输出端没有输出滤波器时的情况。5 mV至20 mV p-p是一个很好的开端。C1随后可通过公式8计算得出。

“”

第2步:选择电感LFILT。根据经验,较好的数值范围为0.5 μF至2.2 μF。应按照高自谐振频率(SRF)来选择电感。较大的电感具有较大的SRF,这意味着它们的高频噪声滤波效率较差。较小的电感对纹波的影响没有那么大,需要更多电容。开关频率越高,电感值越小。比较电感值相同的两个电感时,SRF较高的器件具有较低的绕组间电容。绕组间电容用作滤波器周围的短路,作用于高频噪声。

第3步:如前所述,添加滤波器会影响转换器补偿,具体表现为降低可实现的交越频率(Fu)。根据公式7的计算,对于电流模式转换而言,可实现的最大Fu是开关频率的1/10以下,或者是滤波器FRES的1/5以下。幸运的是,大部分模拟负载不需要太高的瞬态响应。公式9计算转换器输出所需的输出电容近似值(CBW),以提供指定的瞬态电流阶跃。

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第4步:将C2设为CBW和C1的最小值。

第5步:利用公式10和公式11计算阻尼滤波器电阻近似值。这些公式并非绝对精确,但它们是不使用泛代数的最接近的闭式解决方案。ADIsimPower设计工具通过计算转换器在滤波器和电感短路时的开环传递函数(OLTF)从而计算RFILT。RFILT值为猜测值,直到滤波器仅为转换器OLTF以上10 dB时转换器OLTF的峰值(电感短路)。这种技术可用于ADIsimPE等仿真器中,或用于使用频谱分析仪的实验室中。

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第6步:C2现在可以通过公式12至公式15计算得出。a、b、c和d用于简化公式16。

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第7步:应重复第3步至第5步,直至计算出满足所需纹波和瞬态规格的优秀阻尼滤波器设计。应注意,这些公式忽略了滤波器电感的直流串联电阻RDCR。对于较低的电源电流而言,该电阻可能非常大。它通过帮助抑制滤波器而改善了滤波器性能,增加了所需RFILT的同时也增加了滤波器阻抗。这两个效应都会极大地改善滤波器性能。因此,以LFILT中的少量功耗换来低噪声性能是很划算的,这样可以改善噪声性能。LFILT中的内核损耗还有助于衰减部分高频噪声。因此,高电流供电的铁磁芯是一个很好的选择。它们在电流能力相同的情况下尺寸更小、成本更低。当然,ADIsimPower具有滤波器电感电阻值以及两个电容的ESR值,可实现最高精度。

第8步:选择实际的元件来匹配计算值时,注意需对任意陶瓷电容进行降低额定值处理,以便将直流偏置纳入考量中!

如前文所述,图4给出了抑制滤波器的两种可行技术。如果未选择并联电阻,那么可以选择CD来抑制滤波器。这会增加一些成本,但相比其它任何技术它能提供最佳的滤波器性能。

使用RC阻尼网络的LC滤波器设计步骤(图4中的第2种技术)

第1步:正如之前的拓扑,选择C1,使其等于没有输出滤波器时的情况。10 mV p-p至100 mV p-p是个不错的开始,具体取决于最终目标输出纹波。C1随后可通过公式8计算得出。C1在这个拓扑中可以采用比之前拓扑更小的数值,因为滤波器效率更高。

第2步:在之前的拓扑中,选择数值为0.5 μH至2.2 μH的电感。对于500 kHz至1200 kHz的转换器而言,1 μH是一个很好的数值。

第3步:与前文相同,C2可以从公式16中选择,但RFILT应设为较大的值,比如1 MΩ,因为不会安装该元件。无论C1是否有额外 的电容,它的值不变的原因是,为了提供良好的阻尼,RD会足够大,以至于CD不会过多地降低纹波。将C2设为C2、CBW和C1计算得出的最小值。此时回到第1步并调节C1上的纹波会很有用,这样计算得到的C2近似等于CBW和C1。

第4步:CD的值应当等于C1。理论上,使用更大的电容可以实现滤波器的更多抑制,但它不必要地增加了成本和尺寸,并且会降低转换器带宽。

第5步:RD可以通过公式17计算得出。FRES通过公式7计算得出,忽略CD。这是一个很好的近似,因为Rd通常足够大,从而CD几乎不影响滤波器谐振位置。

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第6步:现在,CD和RD都已算出,可以使用带有串联电阻的陶瓷电容,或者选择带有大ESR的钽电容或类似电容来满足计算得出的规格。

第7步:选择实际的元件来匹配计算值时,注意需对任意陶瓷电容进行降低额定值处理,以便将直流偏置纳入考量中!

另一种滤波器技术是以铁氧体磁珠代替之前滤波器中的L。但是,这种方案有很多缺点,它限制了开关噪声滤波的有效性,而对开关纹波几乎没有好处。首先是饱和。铁氧体磁珠将在极低的偏置电流电平处饱和,这意味着铁氧体会比所有数据手册中零偏置曲线所表示的都要低得多。它可能依然需要抑制,因为它仍然是一个电感,因此会跟随输出电感谐振。但现在电感是一个变量,而且以大部分数据手册所能提供的极少量数据进行极差的特性化。由于这个原因,不建议使用铁氧体磁珠作为二级滤波器,但可以用在下游以进一步降低极高的频率噪声。

结论

本文提供了多种开关电源输出滤波器技术。本文为每一个拓扑提供了逐步骤的设计过程,缩短猜测时间并减少滤波器设计中的检查。文中的公式都在一定程度上经过了简化,工程师可以通过了解二级输出滤波器可以达到的程度而实现快速设计。

作者

Kevin M. Tompsett是位于美国科罗拉多州柯林斯堡的ADI公司客户应用部电源管理产品高级应用工程师。他于2000年获得文科学士学位、2001年获得工科学士学位、2004年获得硕士学位(均为达特茅斯学院塞耶工程学院)。他于2007年加入ADI公司。

本文转载自:亚德诺半导体
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围观 5

平均电流模式的工作原理及特点

图1为平均电流模式的控制系统图,K为检测电流放大器,CEA为电流误差放大器,VEA为电压误差放大器。输出电压通过分压电阻器接到电压误差放大器的反相端,VEA同相端接参考电压Vref,输出的电压误差信号经VEA放大后输出,电压值为Vc。Vc连接到电流误差放大器CEA的同相端,输出电流信号由Rs取样,经电流放大器K放大后,输出到电流误差放大器CEA的反相端,电流信号和输出电压误差信号在电流误差放大器CEA内进行比较然后放大,输出为Ve,Ve送到PWM比较器的反相端,与PWM比较器的同相端的锯齿波进行比较,输出PWM关断信号。振荡电路产生PWM的开通时钟信号,同时输出信号给锯齿波发生器以产生相应的锯齿波。

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图1:平均电流模式的控制系统图

电流信号为向上的锯齿波,反相放大后,Ve为向下斜坡信号,Ve向下斜坡信号与锯齿波向上斜坡信号相等时,PWM信号的关断,如图2所示。当输入电压的增加,电感电流信号上升的斜率提高,因此Ve的下降斜率更陡峭,从而使占空比变窄。电压外环用于补偿由负载变化引起的输出电压变化,由于电感电流由VEA处理,系统表现为一个单极点响应,从而简化了电压补偿环路。

峰值电流模式中,电流检测信号直接与电压误差信号进行比较,电流检测信号没有经过电流放大器的处理,因此峰值电流模式中,容易受到电流信号前沿尖峰噪声的干扰。而平均电流模式中,输出电流的波形带有锯齿波分量,与电压误差信号进行比较放大时,电流误差放大器CEA的外接的补偿网络会对电流信号做平均化的处理,从而得到代表跟踪平均电流的误差信号控制PWM信号的关断。此外,高频的电流信号前沿尖峰噪声会被滤除,PWM比较器之后的SR锁存器可避免由噪声引起的信号跳变,从而消除了由于噪声尖峰而过早关断MOSFET的可能。

由于Ve为向下的斜坡,这也意味着在反馈环中加入了一定的斜坡补偿,从而避免次谐波振荡,当占空比超过50%时不需要斜坡电压补偿。

由图2可知,若Ve上升的斜率大于三角锯齿波信号的斜率,系统失去交点将无法平衡,会发生谐振和不稳定,因此要控制电感电流的下降斜率,从而保证Ve上升的斜率必须小于三角锯齿波信号的斜率,同时Ve信号的值也不能超过斜坡电压。

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图2:平均电流模式的控制波形

电感电流的下降的斜率为:
di/dt = L*Vo

Ve上升的斜率为:
K*Rs*GCEA*Vo/L

Rs为电流检测电阻,K为电流放大器增益,GCEA为CEA的增益,Vs为三角锯齿波信号幅值,fs为开关周期。

若CEA是具有较高的输出阻抗的跨导放大器,则补偿的RC网络可以直接连接到CEA的输出端和地之间,
GCEA = Gm*RG

Gm为跨导放大器的跨导,RG为跨导放大器直流输出阻抗,即跨导放大器输出端所接RC补偿网络中的电阻。CEA的直流增益应该尽可能高,以精确处理直流输出电流。对于直流,补偿网络中的电容相当于开路,CEA直流增益最大。

平均电流模式控制的优点:

(1)平均电感电流能够高度精确地跟踪电流信号。
(2)不需要斜坡补偿。
(3)优越的抗噪声性能。
(4) 适合于任何电路拓扑。
(5)容易调试。
(6)易于实现均流。
(7)高di/dt动态响应,适合低压大电流输出应用。

平均电流模式控制的缺点:

(1)电流放大器在开关频率处的增益有最大限制。
(2)双闭环放大器带宽、增益等配合参数,设计调试复杂。

2 滞回电流模式的工作原理及特点

图3为滞回电流模式的控制原理图,滞回电流模式也是双环控制,外环是电压环,输出电压经分压电阻器分压后与参考电压进行比较,然后经电压误差放大器放大,图中为跨导型放大器,电压误差放大器的输出信号为Vc,Vc连接到比较器A1的同相端和A2的反相端。A1比较器控制开关管的开通,A2比较器控制开关管的关断。

电流检测信号经电流放大器K放大后输出为Vs,Vs连接到A1的反相端,同时Vs-IR*RR信号值连接到A1的同相端。

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图3:滞回电流模式的控制系统图

下面分析其工作过程:

(1)若初始的状态是开关管导通,电感的电流线性上升,但是此时,Vs-IR*RR电压低于Vc,Vs也电压低于Vc,A2输出低电平,A1输出高电平,控制逻辑电路输出上管的驱动信号,开关管导通。

(2)电感电流继续上升,Vs的电压上升,当Vs-IR*RR电压低于Vc,同时,Vs电压高于Vc,此时,A2输出低电平,A1也输出低电平,控制逻辑电路保持输出上管的驱动信号,上开关管保持导通。

(3)当电感电流继续上升,使Vs-IR*RR电压高于Vc,Vs电压也高于Vc,此时,A2输出高电平,A1输出低电平,控制逻辑电路关断上管的驱动信号,上开关管关断。

(4)开关管关断后,电感电流下降,使Vs-IR*RR电压低于Vc,Vs电压高于Vc,此时,A2输出低电平,A1输出低电压,控制逻辑电路保持开关管关断。

(5)电感电流继续下降,使Vs-IR*RR电压低于Vc,Vs电压也低于Vc,此时,A2输出低电平,A1输出高电压,控制逻辑电路输出上管的驱动信号,开关管导通,进入下一个开关周期,如此反复。
由上述原理可见,滞回电流模式为变频控制,电流环产生二个检测电压信号。

滞回电流模式的优点:

(1)不需要斜坡补偿。
(2)稳定性好,不会因为噪声产生不稳定的振荡。

滞回电流模式的缺点:

(1)需要对电感电流全周期的检测和控制。
(2)变频控制容易产生变频噪声,电感设计难以优化。

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图4:滞回电流模式的控制波形

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围观 6

引言

如今的电源市场,拼体积、拼价格、拼性能,如何做到这3点就需要一个经验丰富的Layout工程师。

1、静电打坏IC

1、VCC电容跟VCC脚越近越好。如下图VCC电容与IC脚太远,静电和耐压都会打坏IC,当然这还要看芯片的抗ESD能力。

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2、单点接地,静电和耐压的回路是一样的,首先我们搞清楚它的回路基本就清晰了,主要2个部分,Y电容,变压器初次级寄生电容。所以这2个器件的地在允许的情况下尽量单点接地,防止打坏IC。

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3、下面这个最郁闷了,10KV空气没事,15KV挂了,直接炸机,最后调到怕了。后来拉窗帘关灯在下图红色部分,Y电容的地一个欢快的小火花颠到了MOS,也就是说15KV要更远的距离,后来把开槽又拉了一部分装绝缘片隔离OK了。

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4、放电针,不要小看了一个小小的放电针,关键的时候大作用,我有实际看过,如下图在一个黑暗的房间内,打15KV静电,两端放电拉弧产生一个火花消耗掉。要注意安规距离哦。

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2.Layout对温度的影响。

一个画板经验丰富的工程师和一个比较业余的做出来的温度相差10-20度你信吗,我信了。

1、肖特基温度高,这么办换封装加电流改匝比换品牌,其实Layout也是可以解决的,把肖特基阳极接到母座上,利用母座散热肖特基温度可以下来10度作用。

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2、接着上面那附图,肖特基温度下来了,母座有所提高,变压器和MOS靠母座太近,也可以理解为功率器件之间距离太近,大家知道变压器MOS肖特基啊这些功率器件,在越恶化的环境中性能越差导致温度更高。如下图2者分开和靠近,肖特基和内置MOS的IC 温度相差7度。

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3、利用一切可利用的散热,经常听到某IC,FAE说我们这颗IC温度100度自己实际做出来120度,这就看画板了。车充,开窗,加厚铜箔,利用负极弹片把热导出。 原本125度,上面3点加进去降低20度你信嘛我信了。Q2同步整流,开窗直接接到负极弹片,Q1开关管,U1IC原理Q1Q2。同步2OZ。

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130度的图也上一下。这个板 Q1 125度 Q2 134度 IC 120度 电感120度。

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3.如何设计更小的纹波

纹波大家都知道影响这一点的就是减小电容的ESR,加大容量,加差模电感减小纹波电流组成π滤波。上面说到,降低成本,办法总比问题多,先检查板子。,先看下面这个板子,CN1纹波90mV,CN2纹波150mV。仔细看下面蓝色线勾勒出来的地方环路面积太大,把CE3放在2个USB的中间,纹波都降到100mV,实际有困难的话,可以在CN2端再加一个小电容。

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不要超捷径要按顺序走,看下图,电流的方向直接忽略的电容的地,纹波近300mV,我们试着把变压器的地接到C4地。再看电流的走向一个完整的回路,纹波降到73mV。

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在必须加π滤波的时候也要注意。差模电感前面的电容要大于或者等于或者的容量,否则容易引起震荡。

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整流肖特基要靠近滤波电容否则也容易产生震荡,有碰到一次严重的高压炸机。就是下面这幅图曾经把我炸的心力憔悴。

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4.布局时应考虑EMI因数

EMI 日常中我们调试无非就是吸收,加共模,X电容,变压器屏蔽。其实画板也可以解决很多问题。

1、 MOS与变压器太近。传导NG,这很容易分辨,平均值很多地方超峰峰值也很多地方超。把MOS和LN 拉开距离基本就解决。

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2、变压器和LN太近。同样 传导NG,峰峰值平均值很多地方超,往往基于结构的弊端没有办法而为之。是的变压器加屏蔽可以解决,可以试着把变压器反馈和次级反着绕。一般也能解决这一成本就省下来了。

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3、Y电容的接点。如下图Y电容的地直接接大电容的地还是变压器的地2种效果或者输出的低还是正,这个没有硬指标完全看实际效果,在很多时候还是很明显的效果,这里聊一下Y电容最好还是加充电器最好还是加上可以减少纹波噪声,减少手机干扰,适配器的话就看情况了,比如机顶盒加了反而会有干扰。

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4、车充 比较明显的一点就是,续流二极管的阳极接输入点解的地效果还是很明显的。

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不要去用母座作为走线,阻抗大影响效率,有做过实验影响0.5个点。

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海拔5000m,目前我们做认证就是CCC碰到过着这个要求,主要区别就是空气爬电,初次级都要满足6.4mm

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线要跟半边距离大于0.8mm,给大家看一张图,几乎贴板了,实物成这样了只有0.4造成过电流能力不足。

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最短距离8.5左右,当时的绝缘片只包到MOS,G极。

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围观 40

电源并不是一个简单的小盒子,它相当于有源器件的心脏,源源不断的向元器件提供能量。 电源的好坏,直接影响到元器件的性能。电源的设计、制造及品质管理等测试需要精密的电子仪器设备来模拟电源供应器实际工作时之各项特性(亦即为各项规格),并验证通过后才能投入使用。

工程师在设计或者测评电源时须知考虑以下要素:

一. 描述输入电压影响输出电压几个指标形式
  
1. 绝对稳压系数
  
A.绝对稳压系数:表示负载不变时,稳压电源输出直流变化量△U0与输入电网变化量△Ui之比。即:K=△U0/△Ui。
  
B. 相对稳压系数:表示负载不变时,稳压器输出直流电压△Uo的相对变化量△Uo与输出电网 Ui 的相对变化量Ui之比。即:S=△Uo/Uo /△Ui/Ui。
  
2. 电网调整率

它表示输入电网电压由额定值变化±10%时,稳压电源输出电压的相对变化量,有时也以绝对值表示。
  
3. 电压稳定度
  
负载电流保持为额定范围内的任何值,输入电压在规定的范围内变化所引起的输出电压相对变化△Uo/Uo百分值),称为稳压器的电压稳定度。

二. 负载对输出电压影响的几种指标形式

1. 负载调整率(也称电流调整率)
  
在额定电网电压下,负载电流从零变化到最大时,输出电压的最大相对变化量,常用百分数表示,有时也用绝对变化量表示。
  
2. 输出电阻(也称等效内阻或内阻)
  
在额定电网电压下,由于负载电流变化△IL引起输出电压变化△Uo,则输出电阻为Ro=|△Uo/△IL| 欧。

三. 纹波电压的几个指标形式
  
1. 最大纹波电压
  
在额定输出电压和负载电流下,输出电压的纹波(包括噪声)的绝对值的大小,通常以峰峰值或有效值表示。
  
2. 纹波系数 Y(%)
  
在额定负载电流下,输出纹波电压的有效值Urms与输出直流电压 Uo 之比,即y=Umrs/Uo x100%
  
3. 纹波电压抑制比
  
在规定的纹波频率(例如 50Hz)下,输出电压中的纹波电压 Ui~与输出电压中的纹波电压 Uo~之比,即:纹波电压抑制比=Ui~/Uo~ 。
   
这里声明一下:噪声不同于纹波。纹波是出现在输出端子间的一种与输入频率和开关频率同步的成分,用峰-峰(peak to peak)值表示,一般在输出电压的 0.5%以下;噪声是出现在输出端子间的纹波以外的一种高频成分,也用峰-峰(peak to peak)值表示,一般在输出电压的 1%左右。纹波噪声是二者的合成,用峰-峰(peak to peak)值表示,一般在输出电压的 2%以下。

四. 冲击电流
  
冲击电流是指输入电压按规定时间间隔接通或断开时,输入电流达到稳定状态前所通过的最大瞬间电流。一般是 20A——30A。

五. 过流保护
  
过流保护是一种电源负载保护功能,以避免发生包括输出端子上的短路在内的过负载输出电流对电源和负载的损坏。过流的给定值一般是额定电流的 110%——130%。

六. 过压保护
  
过压保护是一种对端子间过大电压进行负载保护的功能。一般规定为输出电压的 130%——150%。

七. 输出欠压保护
  
当输出电压在标准值以下时,检测输出电压下降或为保护负载及防止误操作而停止电源并发出报警信号,多为输出电压的 80%——30%左右。

八. 过热保护
  
在电源内部发生异常或因使用不当而使电源温升超标时停止电源的工作并发出报警信号。

九. 温度漂移和温度系数
  
温度漂移:环境温度的变化影响元器件的参数的变化,从而引起稳压器输出电压变化。常用温度系数表示温度漂移的大小。
  
绝对温度系数:温度变化1摄氏度引起输出电压值的变化△UoT,单位是 V/℃或毫伏每摄氏度。
  
相对温度系数:温度变化 1 摄氏度引起输出电压相对变化△UoT/Uo,单位是 V/℃。

十. 漂移
  
稳压器在输入电压、负载电流和环境温度保持一定的情况下,元件参数的稳定性也会造成输出电压的变化,慢变化叫漂移,快变化叫噪声,介于两者之间叫起伏。
  
表示漂移的方法有两种:
  
1. 在指定的时间内输出电压值的变化△Uot。
  
2. 在指定时间内输出电压的相对变化△Uot/Uo。
  
考察漂移的时间可以定为 1 分钟、10 分钟、1 小时、8 小时或更长。只在精度较高的稳压器中,才有温度系数和温漂两项指标。

十一. 响应时间
  
响应时间是指负载电流突然变化时,稳压器的输出电压从开始变化到达新的稳定值的一段调整时间。在直流稳压器中,则是用在矩形波负载电流时的输出电压波形来表示这个特性,称为过度特。

十二. 失真
  
失真这是交流稳压器特有的。是指输出波形不是正 波形,产生波形畸变,称为畸变。

十三. 噪声
  
按30Hz——18kHZ 的可听频率规定,这对开关电源的转换频率不成问题,但对带风扇的电源要根据需要加以规定。

十四. 输入噪声
  
为使开关电源工作保持正常状态,要根据额定输入条件,按由允许输入外并叠加于工业用频率的脉冲状电压(0——peak)制定输入噪声指标。一般外加脉冲宽度为 100——800us,外加电压 1000V。

十五. 浪涌
  
这是在输入电压,以 1 分钟以上的间隔按规定次数加一种浪涌电压,以避免发生绝缘破坏、闪络、电弧等异常现象。通信设备等规定的数值为数千伏,一般为 1200V。

十六. 静电噪声
  
指在额定输入条件下,外加到电源框体的任意部分时,全输出电路能保持正常工作状态的一种重复脉冲状的静电。一般保证 5——10KV 以内。

十七. 稳定度
  
允许使用条件下,输出电压最大相对变化△Uo/Uo。

十八. 电气安全要求(GB 4943-90)
  
1. 电源结构的安全要求
  
1) 空间要求
   
UL、CSA、VDE 安全规范强调了在带电部分之间和带电部分与非带电金属部分之间的表面、空间的距离要求。UL、CSA要求:极间电压大于等于 250VAC 的高压导体之间,以及高压导体与非带电金属部分之间(这里不包括导线间),无论在表面间还是在空间,均应有 0.1 英寸的距离;VDE 要求交流线之间有 3mm 的徐变或 2mm 的净空隙;IEC 要求:交流线间有 3mm 的净空间隙及在交流线与接地导体间的 4mm 的净空间隙。另外,VDE、IEC要求在电源的输出和输入之间,至少有 8mm 的空间间距。
  
2) 电介质实验测试方法(打高压:输入与输出、输入和地、输入 AC 两级之间)
  
3) 漏电流测量
   
漏电流是流经输入侧地线的电流,在开关电源中主要是通过静噪滤波器的旁路电容器泄露电流。UL、CSA 均要求暴露的不带电的金属部分均应与大地相接,漏电流测量是通过将这些部分与大地之间接一个 1.5K 欧的电阻,其漏电流应该不大于 5 毫安。VDE 允许:用 1.5K 欧的电阻与 150nP 电容并接。并施加 1.06倍额定使用电压,对数据处理设备,漏电流应不大于 3.5 毫安。一般是 1 毫安左右。
  
4) 绝缘电阻测试
  
VDE 要求:输入和低电压输出电路之间应有 7M 欧的电阻,在可接触到的金属部分和输入之间,应有 2M 欧的电阻或加 500V 直流电压持续 1 分钟。
  
5) 印制电路板要求
  
要求是 UL 认证的 94V-2 材料或比此更好的材料。
  
2. 对电源变压器结构的安全要求
  
1) 变压器的绝缘
  
变压器的绕组使用的铜线应为漆包线,其他金属部分应涂有瓷、漆等绝缘物质。
  
2) 变压器的介电强度
  
在实验中不应出现绝缘层破裂和飞弧现象。
  
3) 变压器的绝缘电阻
  
变压器绕组间的绝缘电阻至少为 10M 欧,在绕组与磁心、骨架、屏蔽层间施加 500 伏直流电压,持续 1 分钟,不应出现击穿、飞弧现象。
  
4) 变压器湿度电阻
   
变压器必须在放置于潮湿的环境之后,立即进行绝缘电阻和介电强度实验,并满足要求。潮湿环境一般是:相对湿度为 92%(公差为 2%),温度稳定在 20 到 30 摄氏度之间,误差允许 1%,需在内放置至少 48 小时之后,立即进行上述实验。此时变压器的本身温度不应该较进入潮湿环境之前测试高出 4 摄氏度。
  
5) VDE 关于变压器温度特性的要求
  
6) UL、CSA 关于变压器温度特性的要求。
  
注: IEC——International ElectrotechnICal Commission
  
VDE——Verbandes Deutcher ElectrotechnICer
  
UL——Underwriters’ Laboratories
  
CSA——CANadian Standards Association
  
FCC—— Federal CommunICations Commission

十九. 无线电骚扰(按照 GB 9254-1998 测试)
  
1. 电源端子骚扰电压限值
  
2. 辐射骚扰限值

二十.电磁兼容性试验
  
电磁兼容性试验(electromagnetIC compatiblity EMC)
  
电磁兼容性是指设备或系统在共同的电磁环境中能正常工作且不对该环境中 任何事物构成不能承受的电磁干扰的能力。
   
电磁干扰波一般有两种传播途径,要按各个途径进行评价。一种是以波长长的频带向电源线传播,给发射区以干扰的途径,一般在 30MHz 以下。这种波长长的频率在附属于电子设备的电源线的长度范围内还不满 1 个波长,其辐射到空间的量也很少,由此可掌握发生于电源线上的电压,进而可充分评估干扰的大小,这种噪声叫做传导噪声。
  
当频率达到 30MHz 以上,波长也会随之变短。这时如果只对发生于电源线的噪声源电压进行评价,就与实际干扰不符。因此,采用了通过直接测定传播到空间的干扰波评价噪声大小的 方法,该噪声就叫做辐射噪声。测定辐射噪声的方法有上述按电场强度对传播空间的干扰波进行直接测定的方法和测定泄露到电源线上的功率的方法。
 
电磁兼容性试验包括以下试验:
  
① 磁场敏感度:(抗扰性)设备、分系统或系统暴露在电磁辐射下的不希望有的响应程度。敏感度电平越小,敏感性越高,抗扰性越差。固定频率、峰峰值的磁场 

② 静电放电敏感度:具有不同静电电位的物体相互靠近或直接接触引起的电荷转移。300PF 电容充电到-15000V,通过 500 欧电阻放电。可超差,但放完后要正常。数据传递、储存,不能丢
  
③ 电源瞬态敏感度:包括尖峰信号敏感度(0.5us 10us 2 倍)、电压瞬态敏感度(10%-30%,30S 恢复)、频率瞬态敏感度(5%-10%,30S 恢复)。
  
④ 辐射敏感度:对造成设备降级的辐射干扰场的度量。(14K-1GHz,电场强度为 1V/M)
  
⑤ 传导敏感度:当引起设备不希望有的响应或造成其性能降级时,对在电源、控制或信号线上的干扰信号或电压的度量。(30Hz-50KHZ 3V ,50K-400M 1V)
  
⑥ 非工作状态磁场干扰:包装箱 4.6m 磁通密度小于 0.525uT,0.9m 0.525Ut。
  
⑦ 工作状态磁场干扰:上、下、左、右交流磁通密度小于 0.5mT。
  
⑧ 传导干扰:沿着导体传播的干扰。10KHz-30MHz 60(48)dBuV。
  
⑨ 辐射干扰:通过空间以电磁波形式传播的电磁干扰。10KHz-1000MHz 30 屏蔽室60(54)uV/m。

二十一.环境实验
   
环境试验是将产品或材料暴露到自然或人工环境中,从而对它们在实际上可能遇到的贮存、运输和使用条件下的性能作出评价。包括低温、 高温、恒定湿热、交变湿热、 冲撞(冲击和碰撞)、振动、恒加速、贮存、长霉、腐蚀大气(例如盐雾)、砂尘、空气压力(高压或低压)、温度变化、可燃性、密封、水、辐射(太阳或核)、 锡焊、接端强度、噪声(微打65DB)等。

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围观 6

想要设计出一款高性能的开关电源产品,要求开发人员思考如何在折中的基础上优化,在优化的基础上折中,使开发的电源产品达到最佳的性价比。本文就开发一个开关电源产品所需要进行的各种优化和折中进行了深刻分析。

1:开发一个开关电源产品所需要进行的各种优化

1):功率级参数的优化:

在选定功率级拓扑后,可利用前面的知识和稳态工作点选择,对功率级参数进行优化,使得:

---开关功率器件的损耗最小;

---功率变压器和滤波电感、滤波电容等的体积最小;

---电源整机的功率密度最高;

---功率级的Layout最合理,等等。

在这些优化中,最重要的是功率变压器的优化,其变比,其绕法都会直接影响其它功率元器件的选择和整个功率级的效率及功率密度。合理地选择功率开关器件和它们的驱动电路及吸收电路,对功率级的性能也很重要。

2):环路参数的优化:

在选定功率级拓扑和控制策略后,可利用前面的知识并在功率级参数优化的基础上,对环路参数进行优化,使得:

---尽量减小闭环电压音频隔离度从而减小PFC滤波电容;

---尽量减小闭环输出阻抗从而减小DC输出滤波电容;

---尽量提高电源的闭环响应速度从而减小DC输出滤波电容;

在环路优化中,最重要的是补偿器参数,调制器参数(如外部斜波补偿含量)和光耦电路参数的优化,其中电源整机的PCB Layout对环路的影响非常大,只有在好的PCB Layout下面,通过环路各部分参数的优化,才能使电源环增益的带宽尽可能大,从而实现更好的动态性能和更高的功率密度。

3):辅助电源参数的优化:

在采用绕组供电的开关电源产品中,必须对辅助电源的质量进行优化,使得:

---辅助电源对开关电源稳态性能的影响最小;

---辅助电源对开关电源动态性能的影响最小;

---辅助电源不会影响开关电源整机的可靠性;

采用变压器绕组或电感绕组的辅助电源,其输出电压的质量一般不太好,通过对辅助电源的优化,要保证自供电后的电源整机性能变化最小,可靠性没有问题。

4):其它优化:

---电源内各种保护电路的优化;

---EMI滤波器电路的优化;

---电源内部热环境的优化;

---电源其它功能电路(如均流、同步、热插拔、远端补偿等等)的优化;

---PCB Layout的优化,等等。

2:开发一个开关电源产品所需要进行的各种折中

1):折中一:稳态性能与动态性能的折中

很多功率级拓扑,其稳态性能与动态性能通常难以兼顾。稳态性能好的,动态性能就差,动态性能好的,稳态性能就差,这种例子非常多,所以选择拓扑时一定要根据要求和应用场合来合理选择。即使同一个拓扑,其功率级参数设计时,也要考虑稳态性能和动态性能的折中,如输出滤波电感的设计,对效率而言,希望其越大越好,但对动态性能而言,则希望其小一点好,所以设计时需要折中。

2):折中二:功率密度与可靠性的折中

很多有更高功率密度的拓扑,其实现时会比较复杂,而且往往拓扑本身还有可靠性较低的隐患。所以选择拓扑时也要根据可靠性和性能来进行具体折中。如一些能实现软开关的拓扑,一般可实现更高的开关频率,具有更高的功率密度,但他们在实现的产品中,可靠性往往较低。

3):折中三:小信号性能与大信号性能的折中

在一个电源中,有很多性能需要满足,利用不同的控制策略,不同的补偿电路,会得到不同的动态性能。有些控制策略或参数对输入端的扰动具有较强的抑制能力,有些则对负载端的扰动具有较强的抑制能力,有的参数对小信号动态稳定性很好,但在大信号下,且可能不稳定,有的参数能满足大信号的要求,但小信号下且会变差,因此要对大小信号的动态设计进行折中。

4):折中四:高低温下的设计折中

在一个电源中,因各种参数都与其工作时的温度有关,所以必须找出一组参数能在全部环境温度范围内满足所有性能指标,这需要做很多折中。

5):折中五:电性能与热性能之间的折中

在一个电源中,电性能(如电应力和EMI性能)与热性能之间的要求是矛盾的。为了获得好的EMI和低的电应力,希望功率元器件形成的回路尽量小,但这会使得各元器件之间的热影响更厉害,各元器件的损耗会更大;将各功率元器件之间的回路加大,可减小这种热影响,改善热设计,但因寄生参数的增加,会使器件的电应力增加,效率变低,EMI性能变坏,所以电源中热与电两个设计是非常需要折中的。

6):折中六:关键部件的设计折中

在开关电源中,有一些关键部件,在设计时需要折中,如功率变压器的设计,对稳态效率性能而言,在变比等已经最优化后,希望其漏感最小,但在实现漏感最小的同时,往往会增加绕组之间的分布电容,这通常会增加共模EMI干扰和降低安全要求;另外如驱动能力的折中,为了减小功率开关器件(MOSFET)的开关损耗,希望其开关过程尽量短,这可通过减小门极驱动电阻来实现,但在开关速度提高的同时,往往会增加电源的共模EMI,使得EMI特性变差。

7):其它折中:

做好一个开关电源,还有很多其它折中要做,总之因为开关电源是一个在一定边界(有输入电压,负载电流和环境温度组成的长方体)之内满足规格书要求的功率电子产品,既有功率处理和信息处理,又有热处理,所以为了做好这样的产品必须要做很多很多的折中,这要求开发人员如何在折中的基础上优化,在优化的基础上折中,使开发的电源产品达到最佳的性价比。

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作者:张兴柱博士
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围观 8

当MEMS惯性测量单元(IMU)用作运动控制系统中的反馈传感器时,你必须了解陀螺仪的噪声情况,因为,它会在所监视的平台上造成不必要的物理运动。

根据具体情况,针对特定MEMS IMU进行早期应用目标噪声估算时需要考虑多个潜在的误差源。在此过程中需要考虑的三个常见陀螺仪特性——其固有噪声、线性振动响应和对准误差。

图 1的简单模型显示了会影响各误差源评估的几个特性:噪声源、传感器响应和滤波。此模型给出了对这些特性进行频谱分析所需的基准。

“1”
图1.陀螺仪噪声源和信号链

传感器固有噪声

传感器固有噪声代表的是陀螺仪在静态惯性和环境条件下运行时其输出中的随机振动。MEMS IMU数据手册通常会提供速率噪声密度(RND)参数来描述陀螺仪相对于频率的固有噪声。此参数通常使用单位°/s/√Hz,是预测特定滤波器配置固有噪声的关键。这里的公式给出了一种简单方法来估算与特定频率响应(噪声带宽)和RND相关的噪声。

“”

当RND的频率响应遵循单极点或双极点低通滤波器曲线时,噪声带宽(fNBW)和滤波器截止频率(fC)将有如下的关系。

“3”

“4”

除了RND参数外,MEMS IMU数据手册有时会使用输出噪声等参数指定特定滤波器配置的陀螺仪固有噪声。输出噪声通常使用角速率标准单位(°/s),并使用均方根(rms)等统计术语来描述总噪声幅度。

线性振动

由于陀螺仪用于测量旋转角速率,因此其对线性运动的响应会引入测量误差。MEMS IMU数据手册通常通过“线性加速度对偏置的影响”或“线性加速度”等参数来描述对线性运动的这一响应,这些参数通常使用单位°/s/g。线性振动是一种重复的惯性运动,其幅度大小可通过位移(m)、线性速度(m/s)或线性加 速度(m/s2或g)表示。在特定的振动频率(fLV)下,位移(|dLV|)、速度(|vLV|)和加速度(|aLV|)之间的幅度关系如公式4所示。

“5”

当振动幅度以加速度(grms)表示时,与线性加速度参数相乘可估算陀螺仪测量中产生的噪声。例如,当ADIS16488A承受5 g (rms)的振动时,由于线性加速度等于0.009°/s/g,因此其陀螺仪中的 噪声估算值将为0.045°/s (rms)。

“”

如图1所示,陀螺仪信号链常常包括滤波器,这有助于减少线性振动引起的噪声。以频谱项(幅度、频率)定义振动可在估算噪声贡献时考虑滤波器的影响。加速度频谱密度(ASD)函数是以频谱项表达振动的常见方式,通常使用单位g2/Hz。下面通过示例说明已知ASD和陀螺仪频率响应(HG)时估算噪声幅度的步骤:

1、ASD函数乘以陀螺仪频率响应的平方值;

“”

2、利用帕塞瓦尔定理,通过在目标频率范围内对ASDF进行积分来计算“滤波振动曲线”中的平均功率;

“”

3、求取噪声功率估算值的平方根,然后与线性加速度系数(HLG)相乘即可计算出陀螺仪噪声幅度。

“”

对准误差

运动控制系统通常会建立惯性参考系,其中包含三个相互垂直90°的轴。这三个轴为MEMS IMU中的各个传感器提供方位参考。理想情况下,陀螺仪的各个旋转轴将与系统参考系中的轴完全对齐,将IMU安装到平台上之后,其将监视运行情况。这种情况下,在惯性参考系中围绕其中一个轴旋转,只有该轴的陀螺 仪会生成响应。实际操作中,无法实现这种效果,因为机械缺陷必定会造成一些对齐误差,从而导致离轴陀螺仪响应惯性参考系中围绕一个轴的旋转运动。量化此响应需要一些三角恒等式,并谨慎定义陀螺仪的对齐误差。

每个陀螺仪的对齐误差均具有两个分量,分别定义其相对于惯性参考系中另一个轴的对齐误差。例如,对于图2中的系统,θXZ代表x轴陀螺仪相对于z轴的对齐误差。此对齐误差定义有助于建立公式以计算离轴陀螺仪对系统惯性参考系中围绕另一个轴旋转运动的响应。公式中给出了一个示例,其量化了x 轴陀螺仪相对于z轴的对齐误差(θXZ)和围绕z轴旋转(ωZR)而产生的响应(ωGX)。

“”
图2.三轴式陀螺仪对齐误差

“”

MEMS IMU通常具有两种类型的对齐误差,它们相互关联,但在系统级建模中具有不同应用——轴到封装和轴到轴:

“轴到封装对齐误差”描述陀螺仪相对于器件封装上特定机械特性的对齐情况。将IMU安装到系统后,如果系统无法支持惯性对齐,则轴到封装对齐误差将成为整体对齐误差的主要因素之一。系统与 IMU的机械接口的机械缺陷也会增加整体对齐误差;

“轴到轴对齐误差”描述各个陀螺仪旋转轴相对于其他两个陀螺仪的相对对齐精度。在系统可以实现简单的对齐过程时,此参数影响最大,此时通常沿系统的惯性参考系中的一个轴直线移动整个组件(IMU已安装在系统平台上),同时需要观察传感器。

如果对齐误差不是IMU规格的一部分,则通过评估器件封装中主要机械特性的物理容差就可以估算这些误差。例如,以下情况会引入0.5°的对齐误差:

4 mm × 4 mm LGA封装上的焊接回流工艺具有35 μm的安装误差;

PCB上相距20 mm的两个安装孔之间具有0.175 mm的容差。

案例研究

为了说明这些原理,请看以下示例,其中估算ADIS16488A中的陀螺仪噪声,该器件用于在以下配置/条件下运行的新型航电系统:

陀螺仪可用全带宽
振动(ASD(f)):0.122 g2/Hz;10 Hz到2000 Hz (总振动= 5 grms)
最大旋转速率 = ±100°/s,频率范围 = 5 Hz到50 Hz

全带宽配置匹配与ADIS16488A针对固有传感器噪声的0.135°/s(rms)的输出噪声规格相关的条件。对于振动贡献,图3给出了曲线说明ASD(f)以及滤波曲线ASDF(f)。ASDF(f)中的频率响应反映了与此IMU陀螺仪信号路径中双极点(404 Hz,757 Hz)低通滤波器相关的衰减曲线。

“”
图3.振动频谱分析

利用公式通过线性加速度参数乘以ASDF (f)曲线幅值2.24 g rms,可估算产生的噪声电平为0.02°/s (rms)。此噪声电平比通过公式5到的0.045°/s (rms)低55%,利用公式的方法未采用频谱项评估此噪声源。这种改善是采用频谱项定义振动曲线以获取值的一个示例。

“”

通过如下公式可计算50 Hz频率下围绕z轴进行±100°/s旋转振荡时的x轴陀螺仪噪声。由于50 Hz恰好位于双极点滤波器的通带中,因此滤波器无法抑制此噪声源。此计算假设ADIS16488A的轴到轴对齐误差是主要误差源(也就是说,将IMU安装到系统后,全面部署时将包括简单的惯性参考系对齐过程)。

“”

表1总结了ADIS16488A中来自各个因素的陀螺仪噪声。公式12给出了0.15°/s (rms)的整体噪声估算值(ωNOISE),表示表1中所有三个噪声源的平方和根值(RSS)。

表1.噪声贡献总结

“”

“”

上述这些方法利用相应数据手册中的常用参数信息以及对惯性条件的初步见解或估算,给出了评估MEMS陀螺仪信号中常见噪声源的简单流程。了解和评估这些噪声源有助于您确定重要的应用信息,指导IMU选择流程,还可以发掘改善机会(简单对齐,当IMU支持相应的轴到轴对齐误差级别时)以使用更经济的解决方案,反之则无法实现这种优势。

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围观 7

开关电源是一种应用功率半导体器件并综合电力变换技术、电子电磁技术、自动控制技术等的电力电子产品。因其具有功耗小、效率高、体积小、重量轻、工作稳定、安全可靠以及稳压范围宽等优点,而被广泛应用于计算机、通信、电子仪器、工业自动控制、国防及家用电器等领域。但是开关电源瞬态响应较差、易产生电磁干扰,且EMI信号占有很宽的频率范围,并具有一定的幅度。这些EMI信号经过传导和辐射方式污染电磁环境,对通信设备和电子仪器造成干扰,因而在一定程度上限制了开关电源的使用。

开关电源产生电磁干扰的原因

电磁干扰 (EMI,Electromagneticlnterference)是一种电子系统或分系统受非预期的电磁扰动造成的性能损害。它由三个基本要素组成:干扰源,即产生电磁干扰能量的设备;藕合途径,即传输电磁干扰的通路或媒介;敏感设备,即受电磁干扰而被损害的器件、设备、分系统或系统。基于此,控制电磁干扰的基本措施就是:抑制干扰源、切断祸合途径及降低敏感设备对干扰的响应或增加电磁敏感性电平。

根据开关电源工作原理知:开关电源首先将工频交流电整流为直流电,再逆变为高频交流电,最后经过整流滤波输出,得到稳定的直流电压。在电路中,功率三极管、二极管主要工作在开关管状态,且工作在微秒量级;三极管、二极管在开一闭翻转过程中,在上升、下降时间内电流变化大、易产生射频能量,形成干扰源。同时,由于变压器的漏感和输出二极管的反向恢复电流造成的尖峰,也会形成潜在的电磁干扰。

开关电源通常工作在高频状态,频率在02 kHz以上,因而其分布电容不可忽略。一方面散热片与开关管的集电极间的绝缘片,由于其接触面积较大,绝缘片较薄,因此,两者间的分布电容在高频时不能忽略,高频电流会通过分布电容流到散热片上,再流到机壳地,产生共模千扰;另一方面脉冲变压器的初次级之间存在着分布电容,可将初级绕组电压直接祸合到次级绕组上,在次级绕组作直流输出的两条电源线上产生共模干扰。

因此 , 开关电源中的干扰源主要集中在电压、电流变化大,如开关管、二极管、高频变压器等元件,以及交流输入、整流输出电路部分。

抑制开关电源电磁干扰的措施

通常开关电源EMI控制主要采用滤波技术、屏蔽技术、密封技术、接地技术等。EMI干扰按传播途径分为传导干扰和辐射干扰。开关电源主要是传导干扰,且频率范围最宽,约为10kHz一30MHz。抑制传导干扰的对策基本上10kHz一150kHz、150kHz一10MHz、10MHz以上三个频段来解决。10kHz一150kHz范围内主要是常态干扰,一般采用通用LC滤波器来解决。150kHz一10 MHz范围内主要是共模干扰,通常采用共模抑制滤波器来解决。10MHz以上频段的对策是改进滤波器的外形以及采取电磁屏蔽措施。

采用交流输入EMI滤波器

通常干扰电流在导线上传输时有两种方式:共模方式和差模方式。共模干扰是载流体与大地之间的干扰:干扰大小和方向一致,存在于电源任何一相对大地、或中线对大地间,主要是由du/dt产生的,di/dt也产生一定的共模干扰。而差模干扰是载流体之间的干扰:干扰大小相等、方向相反,存在于电源相线与中线及相线与相线之间。干扰电流在导线上传输时既可以共模方式出现,也可以差模方式出现;但共模干扰电流只有变成差模干扰电流后,才能对有用信号构成干扰。

交流电源输人线上存在以上两种干扰,通常为低频段差模干扰和高频段共模干扰。在一般情况下差模干扰幅度小、频率低、造成的干扰小;共模干扰幅度大、频率高,还可以通过导线产生辐射,造成的干扰较大。若在交流电源输人端采用适当的EMI滤波器,则可有效地抑制电磁干扰。电源线EMI滤波器基本原理如图1所示,其中差模电容C1、C2用来短路差模干扰电流,而中间连线接地电容C3、C4则用来短路共模干扰电流。共模扼流圈是由两股等粗并且按同方向绕制在一个磁芯上的线圈组成。如果两个线圈之间的磁藕合非常紧密,那么漏感就会很小,在电源线频率范围内差

模电抗将会变得很小;当负载电流流过共模扼流圈时,串联在相线上的线圈所产生的磁力线和串联在中线上线圈所产生的磁力线方向相反,它们在磁芯中相互抵消。因此即使在大负载电流的情况下,磁芯也不会饱和。而对于共模干扰电流,两个线圈产生的磁场是同方向的,会呈现较大电感,从而起到衰减共模干扰信号的作用。这里共模扼流圈要采用导磁率高、频率特性较佳的铁氧体磁性材料。

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图1 电源线滤波器基本电路图

利用吸收回路改善开关波形

开关 管 或 二极管在开通和关断过程中,由于存在变压器漏感和线路电感,二极管存储电容和分布电容,容易在开关管集电极、发射极两端和二极管上产生尖峰电压。通常情况下采用RC/RCD吸收回路,RCD浪涌电压吸收回路如图2所示。

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图2 RCD浪涌电压吸收回路

当吸收回路上的电压超过一定幅度时,各器件迅速导通,从而将浪涌能量泄放掉,同时将浪涌电压限制在一定的幅度。在开关管集电极和输出二极管的正极引线上串接可饱和磁芯线圈或微晶磁珠,材质一般为钴(Co),当通过正常电流时磁芯饱和,电感量很小。一旦电流要反向流过时,它将产生很大的反电势,这样就能有效地抑制二极管VD的反向浪涌电流。

利用开关频率调制技术

频率控制技术是基于开关干扰的能量主要集中在特定的频率上,并具有较大的频谱峰值。如果能将这些能量分散在较宽的频带上,则可以达到降低于扰频谱峰值的目的。通常有两种处理方法:随机频率法和调制频率法。

随机频率法是在电路开关间隔中加人一个随机扰动分量,使开关干扰能量分散在一定范围的频带中。研究表明,开关干扰频谱由原来离散的尖峰脉冲干扰变成连续分布干扰,其峰值大大下降。

调制频率法是在锯齿波中加人调制波(白噪声),在产生干扰的离散频段周围形成边频带,将干扰的离散频带调制展开成一个分布频带。这样,干扰能量就分散到这些分布频段上。在不影响变换器工作特性的情况下,这种控制方法可以很好地抑制开通、关断时的干扰。

采用软开关技术

开关电源的干扰之一是来自功率开关管通/断时的du/dt,因此,减小功率开关管通/断的du/dt是抑制开关电源干扰的一项重要措施。而软开关技术可以减小开关管通/断的du/dt。

如果 在 开 关电路的基础上增加一个很小的电感、电容等谐振元件就构成辅助网络。在开关过程前后引人谐振过程,使开关开通前电压先降为零,这样就可以消除开通过程中电压、电流重叠的现象,降低、甚至消除开关损耗和干扰,这种电路称为软开关电路。

根据上述原理可以采用两种方法,即在开关关断前使其电流为零,则开关关断时就不会产生损耗和干扰,这种关断方式称为零电流关断;或在开关开通前使其电压为零,则开关开通时也不会产生损耗和干扰,这种开通方式称为零电压开通。在很多情况下,不再指出开通或关断,仅称零电流开关和零电压开关,基本电路如图3和图4所示。

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图3 零电压开关谐振电路

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图4 零电流开关谐振电路

通常采用软开关电路控制技术,结合合理的元器件布局及印制电路板布线、接地技术,对开关电源的EMI干扰具有一定的改善作用。

采用电磁屏蔽措施

一般采用电磁屏蔽措施都能有效地抑制开关电源的电磁辐射干扰。开关电源的屏蔽措施主要是针对开关管和高频变压器而言。开关管工作时产生大量的热量,需要给它装散热片,从而使开关管的集电极与散热片间产生较大的分布电容。因此,在开关管的集电极与散热片间放置绝缘屏蔽金属层,并且散热片接机壳地,金属层接到热端零电位,减小集电极与散热片间藕合电容,从而减小散热片产生的辐射干扰。针对高频变压器,首先应根据导磁体屏蔽性质来选择导磁体结构,如用罐型铁芯和El型铁芯,则导磁体的屏蔽效果很好。变压器外加屏蔽时,屏蔽盒不应紧贴在变压器外面,应留有一定的气隙。如采用有气隙的多层屏蔽物时,所得的屏蔽效果会更好。另外,在高频变压器中,常常需要消除初、次级线圈间的分布电容,可沿着线圈的全长,在线圈间垫上铜箔制成的开路带环,以减小它们之间的祸合,这个开路带环既与变压器的铁芯连接,又与电源的地连接,起到静电屏蔽作用。如果条件允许,对整个开关电源加装屏蔽罩,那样就会更好地抑制辐射干扰。

结束语

随着开关电源的体积越来越小、功率密度越来越大,EMI控制问题成为开关电源稳定性的一个关键因素。由上述分析可知,采用EMI滤波技术、屏蔽技术、密封技术及接地技术等,可以有效地抑制、消除干扰源及受扰设备之间的祸合和辐射,切断电磁干扰的传播途径,从而提高开关电源的电磁兼容性。

本文转载自面板板
转载地址:https://forum.mianbaoban.cn/t/emi/16653
文/陈颧 武汉职业技术学院电子信息工程系
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