某用户在用500MHz带宽的示波器对其开关电源输出5V信号的纹波进行测试时,发现纹波和噪声的峰峰值达到了900多mV(如下图所示),而其开关电源标称的纹波的峰峰值<20mv。虽然用户电路板上后级还有LDO对开关电源的这个输出再进行稳压,但用户认为测得的这个结果过大,不太可信,希望找出问题所在。

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问题分析

电源纹波测试过大的问题通常和使用的探头以及前端的连接方式有关。首先检查了用户探头的连接方式,发现其使用的是如下面左图所示的长的鳄鱼夹地线,而且接地点夹在了单板的固定螺钉上,整个地环路比较大。由于大的地环路会引入更多的开关电源造成的空间电磁辐射噪声以及地环路噪声,于是更换成如下面右图所示的短的接地弹簧针。

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过实际测试,发现测得的纹波噪声的峰峰值有很大改善,如下图所示。但纹波噪声的峰峰值仍然有40多mV,和开关电源厂商标称的<20mV仍有较大差异。

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进一步检查用户使用的探头的型号,发现用户使用的是示波器标配的10:1的无源探头。如下图所示。

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10:1的探头会把被测信号衰减10倍再送入示波器,然后示波器再对被测信号进行10倍的数学放大。这种探头的好处是通过前面的匹配电路提升了探头带宽可以到几百MHz,而且扩展了示波器的量程,但是对于小信号的测量不是特备有利。 如果被测信号幅度本身就小,再衰减10倍可能就淹没在示波器的底噪声里了,即使再做10倍的数学放大,对于信噪比本身也是没有改善的。所以对于电源纹波噪声的测量应该尽量使用小衰减比的探头,比如1:1的探头。于是另外找了一个1:1无源探头,这种1:1的无源探头虽然带宽不高(通常几十MHz),但衰减比小,对于小信号测试非常合适。

下图是换用1:1的无源探头后,和10:1 探头在不同带宽限制下的对比测试结果。可以看到,使用1:1探头并设置20MHz带宽限制后,测量到的纹波噪声的峰峰值只有不到10mV,远远好过10:1探头的测试结果。从1:1探头的测试结果里可以看到清晰的纹波的波形,并且满足用户对于电源纹波噪声<20mV的预期。另外,我们也可以看到,带宽限制对于噪声峰峰值也有一定的改善作用。

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问题总结

这是一个典型的电源纹波测试的问题。我们通过使用短的地线连接、换用低衰减比的探头以及带宽限制功能使得纹波噪声的测试结果大大改善。一般来说,影响电源纹波测试结果的影响因素按照重要性主要有以下几个:

1、 前端连接线和地环路的长度:长的地环路会拾取更多开关电源的电磁辐射以及地噪声,因此需要使用尽可能短的地线连接。

2、 探头的衰减比:大衰减比的探头会使得小信号幅度更加微弱,甚至淹没在示波器底噪声里,所以应该尽量使用1:1衰减比的探头。

3、 带宽限制:很多电磁噪声和示波器的底噪声都是宽带的,设置合适的带宽限制可以滤除额外的噪声。很多电源纹波噪声测试场合使用20MHz的带宽限制,也有些芯片会要求测到80MHz或200MHz。

4、 测量量程:通常会在小量程档下(比如10mv/格或20mv/格)进行电源纹波的测试。量程打得越大,示波器的底噪声越高。但有些示波器的偏置范围有限,在小档位下时可能不能够把被测的直流电压信号拉回到屏幕中心附近进行测量,所以很多时候会使用示波器的AC耦合功能把直流隔离掉再进行纹波噪声测试。

5、 输入阻抗:很多示波器有50欧姆和1M欧姆的输入阻抗选择,通常50欧姆输入阻抗下示波器的底噪声更低。不过示波器连接大部分无源探头时都会自动把阻抗切换到1M欧姆,只有连接有源探头或同轴电缆时才可以设置为50欧姆输入阻抗。

在进行实际测试之前,一个比较好的习惯是先检查一下当前使用的设备和设置下的系统的底噪声。下面图中的5个波形分别是使用500M的S系列示波器在使用不同的探头和带宽设置下的底噪声结果。波形从上到下依次为:50欧姆输入阻抗,1:1探头,500MHz带宽;1M欧姆输入阻抗,1:1探头,20MHz带宽;1M欧姆输入阻抗,1:1探头,500MHz带宽;1M欧姆输入阻抗,10:1探头,20MHz带宽;1M欧姆输入阻抗,10:1探头,500MHz带宽。其底噪声的峰峰值从不到1mV直到接近30mV,可见测试中探头、带宽、输入阻抗设置的重要性。

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如果手头实在没有合适的低衰减比的探头,也可以用50欧姆的同轴电缆用如下方式自制一个探头。实际上就是把电缆的一头接在示波器上,示波器设置为50欧姆输入阻抗;电缆的另一头剥开,屏蔽层焊接在被测电路地上,中心导体通过一个隔直电容连接被测的电源信号。这种方法的优点是低成本,低衰减比,缺点是一致性不好,隔直电容参数及带宽不好控制。另外,近些年示波器厂商还推出了专门为电源纹波测试设计的探头,结合了低衰减比(1.1:1)、高带宽(硬件2GHz,可以软件设置带宽限制)、兼顾测量需要和噪声的阻抗匹配(探头本身直流输入阻抗为50k欧姆,但示波器端是50欧姆输入阻抗频谱)、短地线(提供很低环路电感的焊接前端)、大偏置范围(可以到±24V)、可以纹波和直流电压同时测试等优点,适用于对于电源纹波测量要求比较高的用户。

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围观 17

不忘初“芯”,共筑未来——从2018年8月16日至10月20日,贸泽打造十场精品直播回馈中国客户,9月22日举办的活动为第七场直播,将为大家系统介绍开关电源设计中的元器件应用要点,欢迎各位工程师前来参与。

元器件的应用是近年来广大工程师关注的热门话题,本次我们特邀拥有多年研发经验的 郭春明老师 为大家带来开关电源设计中的元器件应用要点分析,解决工程师们在工作中遇到的技术痛点和难点,开拓创新思维。

直播时间:2018年9月22日( 周六14:00~17:00 )

培训大纲

1.电阻的应用
2. 电容的应用
3. 二极管的应用
4. 磁珠的应用
5. SR MOSFET 的应用
6. 运放的应用

培训收获

1. 帮助工程师深入讲解开关电源设计中各类元器件的应用要点方面的技术水平及分析解决问题的能力。

2. 为从业人员提供前沿技术讲解和深入剖析,解决实际工作中遇到的技术难题,使设计水平达到跨越式的提升。

直播报名

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讲师介绍

“郭春明”
郭春明

中国电源学会专家委员会委员

有丰富的小功率电源和 LLC 电源理论和实践经验,有较强的理论基础和丰富的实践经验,精通反激和 LLC,并有丰富的实践经验在工作中善于把两者结合起来。对 EMC 问题的处理有着很强的理论和实践基础。

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* 提示:以上图片仅供参考,礼品请以实物为准

『 不忘初“芯” 共筑未来 』主题直播剩余场次安排

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围观 34

在电源设计中我们如何选择电源模块,那么选择的前提是,我们得了解各种电源,了解各种电源的区别,那样我们才可以正确的选择电源模块。

什么是模拟电源

即变压器电源,通过铁芯、线圈来实现。

线圈的匝数决定了两端的电压比。

铁芯的作用是传递变化磁场。

主线圈在50HZ频率下产生了变化的磁场,这个变化的磁场通过铁芯传递到副线圈,在副线圈里就产生了感应电压,于是变压器就实现了电压的转变。

模拟电源的缺点:

线圈、铁芯本身是导体,那么它们在转化电压的过程中会由于自感电流而发热损耗,所以变压器的效率很低,一般不会超过35%。

音响器材功放中变压器的应用,大功率功放需要变压器提供更多的功率输出。

那么,只有通过线圈匝数的增加、铁芯体积的增大来实现,匝数和铁芯体积的增加就会加重其损耗。

所以,大功率功放的变压器必须做的非常大,这样就会导致笨重、发热量大。

什么是开关电源

在电流进入变压器之前,通过晶体管的开关功能,将我们通常50HZ的电流频率提升到数万HZ,在这么高的频率下,磁场变化频率也达到几万HZ。

那么,就可以减少线圈匝数、铁芯体积获得同样的电压转化比,由于线圈匝数、铁芯体积的减少,损耗大大降低,一般开关电源效率达到90%。

而体积可以做的非常小,并且输出稳定,所以开关电源具有模拟电源难以达到的优点。

开关电源的缺点:

开关电源也有自己的不足,如输出电压有纹波及开关噪声,线性电源是没有的。

音响器材-功放中开关电源的应用,开关电源的描述过程中已经表明开关电源的优势,所以即使是大功率功放,开关电源一样可以做的很精细、小巧。

什么是数字电源

在简单易用、参数变更要求不多的应用场合,模拟电源产品更具优势。

因为其应用的针对性可以通过硬件固化来实现,而在可控因素较多、实时反应速度更快、需要多个模拟系统电源管理的、复杂的高性能系统应用中,数字电源则具有优势。

此外,在复杂的多系统业务中,相对模拟电源,数字电源是通过软件编程来实现多方面的应用。

其具备的可扩展性与重复使用性使用户可以方便更改工作参数,优化电源系统。

通过实时过电流保护与管理,它还可以减少外围器件的数量。

数字电源的优点:

它首先是可编程的,比如通讯、检测、遥测等所有功能都可用软件编程实现。另外,数字电源具有高性能和高可靠性,非常灵活。

数字电源有用DSP控制的,还有用MCU控制的。

相对来讲,DSP控制的电源采用数字滤波方式,较MCU控制的电源更能满足复杂的电源需求、实时反应速度更快、电源稳压性能更好。

数字部分对模拟部分的干扰:

单片机中数字和模拟之间,因为数字信号是频谱很宽的脉冲信号,因此主要是数字部分对模拟部分的干扰很强。

不仅一般都采用数字电源和模拟电源分开、二者之间用滤波器连接。

在一些要求较高的场合,例如某些单片机内部的AD转换器进行AD转换时,常常要让数字部分进入休眠状态,绝大部分数字逻辑停止工作,以防止它们对模拟部分形成干扰。

如果干扰严重,甚至可以分别用两个电源,一般用电感和电容隔离就行了。

也可以将整个板子上数字和模拟部分的电源分别联在一起,用分别的通路直接接到电源滤波电容的焊点上。

如果对抗干扰要求不高,也可以随便接在一起。

TIPS:

如果不使用芯片的A/D或者D/A功能,可以不区分数字电源和模拟电源。

如果使用了A/D或者D/A,还需考虑参考电源设计。

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围观 15

1、整流桥并联

在小功率设计中,一般很少用到整流桥的并联,但在某些大功率输出的情况下,不想增添新的器件单个整流桥电流又不满足输入功率要求,就需要用到整流桥的并联了,整流桥的并联不能采用两个整流桥各自整流后直流并联的方式,也就是不能采用图1的方式,因为整流桥没有配对,单纯靠自身的V-I特性,一般是无法均流的,这样就会造成两个整流桥发热不一致。而采用图2的方式,通常认为在一个封装内的两个二极管是非常匹配的,是可以均分电流的,所以采用图2的方式就可以实现整流桥的并联了。

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2、浮地驱动

在驱动电路设计中,经常会提到MOS管需要浮地驱动,那么什么是浮地驱动呢?简单的说就是MOS管的S极与控制IC的地不是直接相连的,也就是说不是共地的。以我们常用的BUCK电路为例,如下图:控制IC的地一般是与输入电源的地共地的,而MOS管的S极与输入电源的地之间还有一个二极管,所以控制IC的驱动信号不能直接接到MOS管的栅极,而需要额外的驱动电路或驱动IC,比如变压器隔离驱动或类似IR2110这样的带自举电路的驱动芯片。

当然还有另外的方式,那就是采用别的方式给控制IC供电,然后将控制IC的地连接到MOS管的S端,这样就不是浮地了,控制IC的输出就可以直接驱动MOS管。

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3、滞环比较器

在保护电路中,为了防止保护电路在保护点附近来回震荡,所以一般都增加一定的滞环。

在下图中,1M电阻就起到滞环的作用,如果没有1M电阻,很明显,VF电压达到2.5V运放输出低电平,低于2.5V,运放输出高电平。增加1M电阻后,在运放输出低电平时,6脚电平为0.7+(2.5-0.7)*1000/1010=2.48V。当VF低于6脚电平后,7脚输出高电平(如果运放供电15V,7脚输出可按照14V计算)可以计算此时6脚电平为2.5+(14-2.5)*10/1010=2.61V,如果这是一个输入欠压保护电路,且VF为100:1的取样,则当输入电压高于261V,电路正常工作,当电压低于248V才会欠压保护,这样就增强了保护电路的抗干扰能力。

一般经常用到滞环比较器的地方有:过欠压保护电路、转灯电路等。

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4、误差放大器输出钳位电路

设计电源中,无论是恒压源还是恒流源,只要是闭环控制,总少不了误差放大器,在进入闭环之前,误差放大器输出电压为最高值,正常来说,误差放大器供电一般在15V左右,则误差放大器的输出在开环的时候为14V左右,随着输入信号的增加,达到稳压(稳流)点后,误差放大器从最高点开始降低直到闭环需要的值,在误差放大器输出降低过程中,时间越常自然输出超调越大电路越不容易进入稳定。

增加一个二极管+稳压管后,可以在一定程度上改善这个问题,如下图所示,如果稳压管是5V的,那么在开环的时候,误差放大器输出被钳位在6V左右,这样当进入闭环的时候,误差放大器输出就不是从14V开始下降而是从6V左右,降低到闭环需要的电压值自然需要的时间就短,电路就越容易进入稳定。

大家可以去看看IC内部的误差放大器输出,无论IC供电电压多少伏,误差放大器输出电压的最大值应该都不会是IC供电电压,而是6V左右吧,不知道是不是也是基于这个原因。

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5、双环控制系统的切换

在设计电路中,带有限流功能的恒压源及带有限压功能的恒流源相信大家都不陌生,很多网友在设计电路的时候,有时候会采用下图所示电路,一个稳压环一个稳流环,逐渐增加负载,稳流环输出低电平进入限流,当负载减小退出限流的时候,稳压环需要一个切换时间,那么就出现了两环路都不工作的一个空白区,在这时间内,电路相当于开环,对电路来说,总归不是好事。 但如果第二个电路,就不存在这样的问题,限流的时候,稳流环拉低稳压环的基准,在这个过程中,两个环路都在工作,即使在限流过程中,突然断开负载,由于稳压环一直在工作,所以在很短时间内电路就会进入稳定。而不会出现上述电路的空白区。

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6、漏感的测量

在电源变压器设计过程中,相信大家都很清楚变压器的漏感如何测量,很多网友经常在帖子里提到,我的变压器电感1mH漏感600uH,如果你也测量到这种情况,那么最好再确认一下,因为我们知道漏感储存的能量是无法传递到副边的,如果你的变压器参数如上所说,你想想你的变压器的效率会有多少?还有的网友会纳闷,自己绕的变压器明明漏感测试的不大,为什么在应用中会出现那么大的尖峰?因为在实际工作中,不仅仅变压器的漏感在起作用,你的布线电感也在起作用。

正确的测试漏感的方法应该是其余器件先不焊,将变压器首先焊接在PCB上,然后用粗短线将MOS管,输出整流二极管短接,将输出滤波电容短接,从输入滤波电容测量进去得到的是输入的漏感。将输入滤波电容短接,从输出滤波电容测量进入,得到的是输出端的漏感,这样的测试方法考虑了PCB的分布电感,更接近实际的情况。

7、MOS管的驱动

借用一个图,这个图是过欠压、过流保护的电路,分别通过两个光耦控制驱动信号,正常情况下光耦导通,MOS管导通,出现异常后光耦切断,MOS管断开,这个图至少有两个明显的错误,大家看看在哪里。(R6R7为1k,R25R26为10k)

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8、 反馈电路中两个电阻的选择依据

以384X电路为例,常用的光藕隔离反馈电路接法有两种,一种是将2脚接地,光藕4脚接1脚,通过拉低1脚的电平来实现稳压.

有的人觉得这种方式不合理,会采用下图的方式,这种方式也是一样的道理,这里以下图为例说明电阻R5及R6的选择。

电路中,R7、R8接成比例放大,放大倍数为1,也就是R7=R8,电容C2主要起滤波作用,我一般选择的很小100P。如果电流采样信号在0-1V范围内,电路都正常工作,对应COMP端电压,就是就是1V--4.4V(内部二极管压降认为0.7V,1V为PDF提供的最低工作电压)那么折算到R6上电压应该能在0.6V--4V变化。如果光藕传输比为β,则可以得到下面的式子 4≤R6*(V0-2.5-1.1)*β/R5

也就是说,当光藕原边流过最大电流的时候,副边电流在R6上的压降应不小于4V。至于R5的选择,我在另一个帖子提到,一般光偶原边电流控制在5mA即可,这样就可以选择R6的值。

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9、 小功率反激类电源的调试

小功率反激类输出电源,对于经常设计的人来说,基本都是空载或轻载直接上电,由于 已经轻车熟路,所以基本不会有什么问题,主要问题在于参数的优化。但对于菜鸟或新手来说,有时候电路原理还不是很明了,想通过动手来加强印象,如果自己做出来的电源直接上电,估计炸机的可能性会超过一半,所以还是循序渐进好一些。首先,单独给控制IC供电,看看IC工作是否正常,主要看频率及MOS管的驱动信号,如果单独供电,IC都工作不正常的话,你如果直接上电后果是什么不用说了吧?IC单独供电正常后,我一般都是找一个带限流功能的直流输出电源给自己设计的电源供电,然后空载上电,看输出电压是否正常,由于直流输出电源带限流功能,所以即使存在问题也是供电电源限流保护,空载输出电压正常再逐渐加载。如果没有带限流功能的直流电源,我的意见也不要贸然直接加交流,可以在交流输入端串联一个白炽灯做限流功能,然后看空载是否正常,如果正常后再将白炽灯去掉加交流,这样会安全一些。

10、交叉调整率是如何产生的

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上面这个图,如果没有R及L,就是一个很普通的反激电路输出整流的两个绕组,在这里,R为变压器及布线部分的直流阻抗,L为变压器绕组的漏感,N1N2就是理想的变压器绕组了。对于理想的变压器绕组,绕组电压正比于匝比,也即是如果5匝绕组输出5V,那么10匝绕组输出就是10V。

如果第一个绕组是稳压5V输出的,在空载情况下,绕组基本没有电流,R1、L1上压降可以不考虑,二极管压降为电流是零时候的压降值。这个时候N1绕组电压可以认为是输出电压5V+二极管压降0.4V。那么10匝绕组的电压就是2*(5+0.4)=10.8V,绕组空载的时候,输出电压为10.4V,随着第二个绕组带载电流增大,电阻R2及L2上压降增加,二极管V2压降也增加,那么C2上电压逐渐开始降低,这个电压的变化为N2绕组的负载调整率,而不是交叉调整率。

在辅绕组负载不变的情况下,如果主绕组带载变化,随着电流的增加,R1、L1及V1的压降都会增加,从而引起N1绕组电压的增加(因为要保证C1上电压不变)。假设主绕组带载后N1绕组电压由原来的5.4V变成了6V.那么N2绕组的电压将变成12V,输出电容C2上的电压就会变成11.6V,这个由于主绕组带载而引起的辅绕组电压由10.4V变成了11.6V的情况,就是交叉调整率。

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围观 30

开关电源纹波的测量

要有效降低开关电源输出纹波我们首先得有个比较靠谱的测试方法,不能是由于测试方法的问题而导致的假波形是整改不好的

基本要求:使用示波器AC 耦合,20MHz 带宽限制,拔掉探头的地线

1,AC 耦合是去掉叠加的直流电压,得到准确的波形。

2,打开20MHz 带宽限制是防止高频噪声的干扰,防止测出错误的结果。因为高频成分幅值较大,测量的时候应除去。

3,拔掉示波器探头的接地夹,使用接地环测量,是为了减少干扰。很多部门没有接地环,如果误差允许也直接用探头的接地夹测量。但在判断是否合格时要考虑这个因素。

还有一点是要使用50Ω 终端。横河示波器的资料上介绍说,50Ω 模块是除去DC 成分,精确测量AC 成分。但是很少有示波器配这种专门的探头,大多数情况是使用标配100KΩ 到10MΩ 的探头测量,影响暂时不清楚。

上面是测量开关纹波时基本的注意事项。如果示波器探头不是直接接触输出点,应该用双绞线,或者50Ω 同轴电缆方式测量。

在测量高频噪声时,使用示波器的全通带,一般为几百兆到GHz 级别。其他与上述相同。

可能不同的公司有不同的测试方法。归根到底第一要清楚自己的测试结果。第二要得到客户认可。

关于示波器:

有些数字示波器因为干扰和存储深度的原因,无法正确的测量出纹波。这时应更换示波器。这方面有时候虽然老的模拟示波器带宽只有几十兆,但表现要比数字示波器好。

开关电源纹波的抑制

对于开关纹波,理论上和实际上都是一定存在的。通常抑制或减少它的做法有五种:

1,加大电感和输出电容滤波

根据开关电源的公式,电感内电流波动大小和电感值成反比,输出纹波和输出电容值成反比。所以加大电感值和输出电容值可以减小纹波。

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上图是开关电源电感L内的电流波形,其纹波电流△I可由下式算出:

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可以看出,增加L值,或者提高开关频率可以减小电感内的电流波动。

同样,输出纹波与输出电容的关系:vripple=Imax/(Co×f)。可以看出,加大输出电容值可以减小纹波。

通常的做法,对于输出电容,使用铝电解电容以达到大容量的目的。但是电解电容在抑制高频噪声方面效果不是很好,而且ESR 也比较大,所以会在它旁边并联一个陶瓷电容,来弥补铝电解电容的不足。

同时,开关电源工作时,输入端的电压Vin 不变,但是电流是随开关变化的。这时输入电源不会很好地提供电流,通常在靠近电流输入端(以BucK 型为例,是SWITcH 附近),并联电容来提供电流。

上面这种做法对减小纹波的作用是有限的。因为体积限制,电感不会做的很大;输出电容增加到一定程度,对减小纹波就没有明显的效果了;增加开关频率,又会增加开关损失。所以在要求比较严格时,这种方法并不是很好。关于开关电源的原理等,可以参考各类开关电源设计手册。

应用该对策后,BUCK型开关电源如下图所示:

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上面这种做法对减小纹波的作用是有限的。因为体积限制,电感不会做的很大;输出电容增加到一定程度,对减小纹波就没有明显的效果了;增加开关频率,又会增加开关损失。所以在要求比较严格时,这种方法并不是很好。

关于开关电源的原理等,可以参考各类开关电源设计手册。

2,二级滤波,就是再加一级LC 滤波器

LC 滤波器对噪纹波的抑制作用比较明显,根据要除去的纹波频率选择合适的电感电容构成滤波电路,一般能够很好的减小纹波。

但是,这种情况下需要考虑反馈比较电压的采样点。(如下图所示)

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采样点选在LC 滤波器之前(Pa),输出电压会降低。因为任何电感都有一个直流电阻,当有电流输出时,在电感上会有压降产生,导致电源的输出电压降低。而且这个压降是随输出电流变化的。

采样点选在LC 滤波器之后(Pb),这样输出电压就是我们所希望得到的电压。但是这样在电源系统内部引入了一个电感和一个电容,有可能会导致系统不稳定。关于系统稳定,很多资料有介绍,这里不详细写了。

3,开关电源输出之后,接LDO 滤波

这是减少纹波和噪声最有效的办法,输出电压恒定,不需要改变原有的反馈系统,但也是成本最高,功耗最高的办法。

任何一款LDO 都有一项指标:噪音抑制比。是一条频率-dB 曲线,如右图是凌特公司LT3024 的曲线。

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经过LDO之后,开关纹波一般在10mV以下。

下图是LDO前后的纹波对比:

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对比曲线上图的曲线和左图的波形,可以看出对几百KHz的开关纹波,LDO的抑制效果非常好。但在高频范围内,该LDO的效果就不那么理想了。

对减小纹波。开关电源的PCB 布线也非常关键,这是个很赫手的问题。有专门的开关电源PCB 工程师,对于高频噪声,由于频率高幅值较大,后级滤波虽然有一定作用,但效果不明显。这方面有专门的研究,简单的做法是在二极管上并电容C 或RC,或串联电感。

对于高频噪声,由于频率高幅值较大,后级滤波虽然有一定作用,但效果不明显。这方面有专门的研究,简单的做法是在二极管上并电容C或RC,或串联电感。

4,在二极管上并电容C 或RC

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二极管高速导通截止时,要考虑寄生参数。在二极管反向恢复期间,等效电感和等效电容成为一个RC 振荡器,产生高频振荡。为了抑制这种高频振荡,需在二极管两端并联电容C或RC 缓冲网络。电阻一般取10Ω-100Ω,电容取4.7pF-2.2nF。

在二极管上并联的电容C 或者RC,其取值要经过反复试验才能确定。如果选用不当,反而会造成更严重的振荡。

对高频噪声要求严格的话,可以采用软开关技术。关于软开关,有很多书专门介绍。

5,二极管后接电感(EMI 滤波)

这也是常用的抑制高频噪声的方法。针对产生噪声的频率,选择合适的电感元件,同样能够有效地抑制噪声。需要注意的是,电感的额定电流要满足实际的要求。

小结

以上是关于开关电源纹波,总结的一些内容,如果能加些波形就更好了。虽然可能不太全,但对一般的应用已经足够了。关于噪声抑制,实际中并不一定全部应用,重要的是根据自己的设计要求,比如产品体积,成本,开发周期等,选择合适的方法。

本文转载自:搜狐科技
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围观 9

其实对于一个开关电源工程师而言 PCB的绘制其实是对一款产品的影响至关重要的部分,如果你不能很好的Layout的话,整个电源很有可能不能正常工作,最小问题也是稳波或者EMC过不去

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这是别人家的成品开关电源,模组,我会以这个电源模组的设计重点给大家讲一些点的。

经验一,安规走线间距

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这个是写在协议里面的,如果你不按照这个做,耐压测试一定是过不了的,因为高电压,会直接空气击穿。注意保险丝之前的距离是比较远的,要求3mm以上,这就是为啥保险丝都会放在电路最前端的原因。

第二个要注意的是就算安规没有写,如果两根走线太近,正常工作也依然会击穿的,两根1mm间距的PCB外层耐压是200V 所以一般220v交流或者310V直流的走线距离至少2mm以上,我一般都是在2.5mm以上的。

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这些器件都是有安规要求的,说白了,就是两个器件有最小尺寸需求的,太小的器件其实是不可能过安规的,能明白吗?这就是所谓的开关电源PCB工程师实质上是带着镣铐在跳舞的原因。

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开关电源变压器的骨架,同样是为了符合安规所以要有严格的把关。尤其是初级,到次级的距离,小功率变压器是必须飞线的。

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飞线的长度也要被管控,如果飞线太短,耐压可能会受到影响,而如果飞线太长,会有可能对外辐射电磁信号,EMC过不了,所以需要在规格书里面详细写清楚,PCB绘制的时候,飞线的焊盘一定要注意,不能太妖孽。

经验二,电流走向

这个其实很少有真的被提及,其实原因也很简单。很多人不注意啊。

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看着两个设计,这部分RV1压敏电阻到后面x2电容之间,为啥走线为啥故意这样走,而不是直接覆铜全部短接?

“”

注意这里保险丝之后,接压敏电阻VR1再接x2电容的走线,完全是绕了一个弯这是为什么?

理由很简单,不让电流在PCB上面有回头路可以走。电流只走阻抗最小的部分,如果直接覆铜,必经的元器件就有可能会被跳过,所以这样做不可以。

“”

同样的,这里的电解电容,一样是为了避免电流绕过必经的电容,直接流到负载上。

虽然画法不同,但是实际起到的作用是一样的。

“”

这就是一个错误的案例,红色L火线先接了共模电感,再接的x2电容,共模电感到x2电容的这段线就会产生一个奇妙的现象,电流来回走,变成了一根天线,x2电流充电的时候,导线内部电流是正向,电容放电的时候,导线内部的电流是反向的,这不是天线是什么?

经验三,最小高压主电流回路

“”

所谓的最小高压主电流回路,说的就是最后一个高压滤波电容和变压器初级,与高压mos管之间形成的回路。这个回路由于要经过高压脉冲电信号,必定会产生严重电磁辐射,而我们能改善的唯一手段就是减小环路面积,这个环越小,天线就越小,辐射就越少。

“”

这就是实际布线时候的布局,大家可以参考一下,JT1是飞线,直接把310V正电压引入了变压器。

经验四,独立电压采样走线。

开关电源的采样电压一定要和开关电源的大电流走线分开。要从开关电源输出电源的最末端去独立拉线采样,这样可以避免负载电流对采样线上形成的干扰

“”

采样电路在最末端。直接从负载输出端取电压,采样走线上不走大电流。避免了各种采样误差。

经验五 PCB载流能力

众所周知PCB的过电流能力是有限的,但是PCB上的电流究竟能过多少呢?

“”

上面这个表格可以给你一个详细的参考。看过表格,你应该知道了对于小功率开关电源而言,高压侧的走线完全没有必要搞的很粗,除非是为了为器件提供散热,否则1mm一般是足够的,最多2mm多数情况都能够胜任了。

但是对于低压侧,大电流怎么办?

“”

一方面是增加线宽,一方面是通过去掉部分阻焊层,并在钢网层制造窗口,让导线上锡水。导线的载流能力就会得到相应的增加。(注意一定要在Paste钢网层开孔,否则不会真的上焊锡的,切记切记)

经验六,PCB过孔散热的技巧

“”

许多时候我们需要通过PCB线路板来散热,这个时候我们会打一些过孔,然后把热量传递到PCB的反面去。这时候有一个小技巧,那就是孔塞可以增加热传导的效率,但是孔塞有一个常见最大孔塞直径,一般是过孔直径不大于0.45mm、我保险一点一般都是取0.4mm直径

经验七 放电管的绘制

“”

一般在开关电源的高压侧与低压侧之间会有一个放电管,用来释放静电。

“”

许多工程师都会最后在PCB Layout的时候手工绘制。

而我的建议是直接做成一个封装,然后和PCB关联调用,这样不会破坏PCB的联动性。

只是说你需要绘制两个异形封装罢了。还算比较容易。

“”

注意这里只需要去掉阻焊层,千万不要在中间绘制钢网层,因为这里是不需要上锡的,只有焊盘需要上锡

经验八 元器件封装

一般而言,元器件一律按照IPC-SM-782A封装标准制作,对于个别需要承受高压的采样电阻单独对待,因为电阻焊盘之间的间距和耐压有关,所以焊盘需要适当拉开一些,但是同时又不能拉的太开,避免不必要的焊接不良率。

“”

这是控制器用来直接连接高压的采样分压电阻,如果间距不符合要求,很有可能就会耐压不够击穿。贴片电阻器也是有耐压的,明白了吗?不过耐压不够就要加大封装。

“”

这些差不多就是我在开关电源设计时候的,全部PCB绘制经验了。

说实话,开关电源的绘制一路被人忽悠过来,这里面半桶水的人太多了,很多都是玄学,而我说的这些都是相对来说我认为靠谱的,试验后验证过的经验,这也是那些开关电源制作大牛们的血泪教训,很多时候他们当然不希望别人知道,这也没有办法,今天我分享出来就是希望能有更少的人去走这些弯路。能给后人一些帮助。

本文转载自:沈洁kokoro的博客
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围观 48

磁学基本定律

(1):均匀恒定磁场中,与磁场同方向的两点之间的磁动势为:

“”

F = Hl

其中,H :为磁场强度;

l :为两点间的距离。

(2):均匀恒定磁场中,垂直穿过某一面积的总磁通为:

“”

其中,B :为磁通强度;

Ac:包围所穿过磁通的面积。

(3):铁芯中的磁通密度与磁场强度之间的关系:

B = μH

其中,μ = μrμo:为铁芯材料的导磁率, μo 为真空的导磁率, μr 为铁芯材料的相对导磁率, μo = 4Π ×10-7 H /m,μr= 103 ~ 106

(4):法拉第电磁感应定律:

“”

变化的磁通会在线圈中感应电压,大小满足上述公式,其中n 为线圈的匝数,方向由棱次定律判断。

(5):棱次定律:

由磁通感应的电压,企图产生一个电流,此电流产生的磁通将使穿过线圈的总磁通减小。具体是伸出左手,用拇指对准磁通的方向,则四指所指的方向即为感应电流的方向。

(6):安培定律:

“”

铁芯内的磁场是由外加线圈中的电流所产生的,其大小满足上述公式。

磁学与电学的相似性

磁学与电学的相似性总结成下表:

“”

磁学的基本单位

磁学的基本单位总结成下表:

“”

磁芯材料的BH 曲线

典型磁芯材料的 BH 曲线为:

“”

磁路的基本元件—磁阻

(1):物理结构:

“”

(2):数学关系:

F = ΦR 或磁路欧姆定律:Φ=F/R

其中:R=l/μAc为上述磁路的磁阻。

(3):磁路模型:

“”

磁路的 KCL 定律:

进入节点的磁通和离开节点的磁通相等。

“”

磁路的 KVL 定律:

封闭磁路的磁动势之和为零

“”

复杂磁路的分析步骤

第一步:将实际的磁路画成等效的集中磁路;

第二步:计算各磁路元件的磁阻;

第三步:用磁路 KCL,KVL 定律计算磁通,磁密和磁场强度;

第四步:计算其它的变量。

铁芯的磁滞损耗

(1): 铁芯结构:

“”

(2): 铁芯的磁滞损耗:

“”

当磁芯材料一定时:

-- 铁芯的磁滞损耗与铁芯的体积成正比;

-- 铁芯的磁滞损耗与激励的频率成正比;

-- 在不同拓扑中,B-H 面积不同,由上式可知:一周期中,因激磁,去磁包围的面积愈大,则磁滞损耗也愈大,故各拓扑(如双正激和半桥)都有最佳工作频率。

铁芯的涡流损耗

(1): 铁芯结构:

“”

(2): 铁芯的涡流损耗:

原因:铁芯截面的感应电压,如铁芯是电导体,则此感应电压将产生图中所示方向的感应电流。进而在铁芯中产生功耗。

“”

铁芯的涡流,与激励频率成正比,与铁芯的电阻成反比。

“”

-- 与激励频率的平方成正比,与铁芯的电阻成反比;

-- 高饱和磁密的铁芯,如硅钢片,因涡流损耗,一般只能用作 DC 滤波电感和低频变压器;

-- 高频变压器需要用高电阻率的铁芯,如铁氧体。

实际铁芯损耗的经验公式

经验公式:

“”

其中:公式中的系数可从铁芯制造商的手册中查得。对于铁氧体:β 在2.6~2.8 之间。

单绕组铁芯元件-电感

(1):物理结构:

“”

(2):电感量计算公式:

“”

(3):作为直流滤波电感不饱和的条件:

“”

绕组的低频损耗

(1):绕组的低频等效电路:

“”

(2):绕组的低频损耗:

“”

其中: Irms为流过电流的有效值; R 为绕组的低频电阻。

绕组的高频集肤效应

(1):集肤效应示意图:

“”

(2):绕组的穿透深度(集肤深度)

“”

其中: ρ为绕组的电阻率, μo 为真空的导磁率。

(3):100°的铜导体,集肤深度为:

“”

-- 频率愈高,集肤深度愈小;

-- 当导体载有高频电流时,其真正导电的仅仅是表面,故单根导线的线经应小于或等于集肤深度,否则将浪费材料;

-- 高频时,导体的损耗更大。因电流集中在表面,内部的导体没有导电。

绕组的高频邻近效应

(1):邻近效应示意图:

“”

(2):多层绕组总的铜耗

“”

(3):多层绕组的低频损耗:

“”

(4):多层绕组的总损耗/低频损耗:

“”

本文转载自:电源研发精英圈
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围观 14

下面是一个开关电源传导、辐射处理案例,通过整改调整Layout布线设计,最后通过测试,给电源设计工程师参考。

这是一款输入宽电压120-277V 60HZ,输出48V,273mA的电源,采用Buck拓扑结构。

“”

注:在最初的设计中,预留电感L1、L2,CBB电容C1、C2作为传导测试元件,预留磁珠FB1、陶瓷贴片电容C9、贴片电阻R14、R15作为辐射测试元件;

传导测试:

1、短接L2,L1=4.7mH,C1=0.1uf,C2=0.1uf,

120V电压输入,L线传导图像:

“”

277V电压输入,L线传导图像:

“”

结果:输入277V,将近150K的频率读点后余量少于3db

整改办法:将C2加大到0.22uf,再次测试图像如下:

“”

结果:手动读点,余量7.19db,验证N线后,无压力通过。

辐射测试:

1、在不加磁珠FB1、不加环路电容、变压器不包铜皮的情况下,辐射数据严重超标;

2、整改方案:将如下整改位置加强,即:增加磁珠FB1(100M 60ohm),环路电容C9=1nf。

结果:水平测试,余量逼近限度线;垂直测试,31MHZ、41MHZ、53MHZ处辐射数据超标5-10db;

3、整改方案:基于第二步,将变压器使用铜皮进行外部线圈包裹,同时将C9增加至2.2nf;

结果:情况无改善;

4、整改方案:基于第三步,在MOS管Q2的D、S极并接60pf电容;

结果:情况无改善;

图像如下:

“”

5、整改方案:重点关注高频开关点(如下红色圈处),调整Layout布线设计:

“”

原有布线方案中,留意高频开关部分(打“X”的黑线),发现高频走线过长,环路面积太大:

“”

重新布局、Layout后:

“”

结果:

在变压器不加铜皮、环路电容C9=2.2nf、磁珠FB1(100MHZ 60ohm)的设计参数:

120V 水平、垂直测试图像

“”

277V 60HZ 水平、垂直测试图像:

“”

验证传导数据:

120V 60HZ L、N线:

“”

277V 60HZ L、N线:

“”

结果:测试通过!

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围观 18

作为工作于开关状态的能量转换装置,开关电源的电压、电流变化率很高,产生的干扰强度较大;干扰源主要集中在功率开关期间以及与之相连的散热器和高平变压器,相对于数字电路干扰源的位置较为清楚;开关频率不高(从几十千赫和数兆赫兹),主要的干扰形式是传导干扰和近场干扰;而印刷线路板(PCB)走线通常采用手工布线,具有更大的随意性,这增加了PCB分布参数的提取和近场干扰估计的难度。

具体各个频率点超标解决方案如下:

1MHz以内:

以差模干扰为主1.增大X电容量;2.添加差模电感;3.小功率电源可采用PI型滤波器处理(建议靠近变压器的电解电容可选用较大些)。

1M-5MHz:

差模共模混合,采用输入端并一系列X电容来滤除差摸干扰并分析出是哪种干扰超标并解决;

5MHz:

以上以共摸干扰为主,采用抑制共摸的方法。对于外壳接地的,在地线上用一个磁环绕2圈会对10MHZ以上干扰有较大的衰减(diudiu2006);对于 25--30MHZ不过可以采用加大对地Y电容、在变压器外面包铜皮、改变PCBLAYOUT、输出线前面接一个双线并绕的小磁环,最少绕10圈、在输出整流管两端并RC滤波器。

1M-5MHZ:

差模共模混合,采用输入端并联一系列X电容来滤除差摸干扰并分析出是哪种干扰超标并以解决,1.对于差模干扰超标可调整X电容量,添加差模电感器,调差模电感量;2.对于共模干扰超标可添加共模电感,选用合理的电感量来抑制;3.也可改变整流二极管特性来处理一对快速二极管如FR107一对普通整流二极管 1N4007。

5MHz以上:

以共摸干扰为主,采用抑制共摸的方法。

对于外壳接地的,在地线上用一个磁环串绕2-3圈会对10MHZ以上干扰有较大的衰减作用;可选择紧贴变压器的铁芯粘铜箔,铜箔闭环。处理后端输出整流管的吸收电路和初级大电路并联电容的大小。

对于20M-30MHz:

1.对于一类产品可以采用调整对地Y2电容量或改变Y2电容位置;

2.调整一二次侧间的Y1电容位置及参数值;

3.在变压器外面包铜箔;变压器最里层加屏蔽层;调整变压器的各绕组的排布。

4.改变PCB Layout;

5.输出线前面接一个双线并绕的小共模电感;

6.在输出整流管两端并联RC滤波器且调整合理的参数;

7.在变压器与MOSFET之间加BEADCORE;

8.在变压器的输入电压脚加一个小电容。

9.可以用增大MOS驱动电阻。

30M-50MHz:

1.普遍是MOS管高速开通关断引起,可以用增大MOS驱动电阻,RCD缓冲电路采用1N4007慢管,VCC供电电压用1N4007慢管来解决。

2.RCD缓冲电路采用1N4007慢管;

3.VCC供电电压用1N4007慢管来解决;

4.或者输出线前端串接一个双线并绕的小共模电感;

5.在MOSFET的D-S脚并联一个小吸收电路;

6.在变压器与MOSFET之间加BEADCORE;

7.在变压器的输入电压脚加一个小电容;

8.PCB LAYOUT时大电解电容,变压器,MOS构成的电路环尽可能的小;

9.变压器,输出二极管,输出平波电解电容构成的电路环尽可能的小。

50M-100MHZ:

普遍是输出整流管反向恢复电流引起,

1.可以在整流管上串磁珠;

2.调整输出整流管的吸收电路参数;

3.可改变一二次侧跨接Y电容支路的阻抗,如PIN脚处加BEADCORE或串接适当的电阻;

4.也可改变MOSFET,输出整流二极管的本体向空间的辐射(如铁夹卡MOSFET;铁夹卡DIODE,改变散热器的接地点)。

5.增加屏蔽铜箔抑制向空间辐射。

100M-200MHz:

普遍是输出整流管反向恢复电流引起,可以在整流管上串磁珠100MHz-200MHz之间大部分出于PFCMOSFET及PFC二极管,现在MOSFET及PFC二极管串磁珠有效果,水平方向基本可以解决问题,但垂直方向就很无奈了。

开关电源的辐射一般只会影响到100M以下的频段。也可以在MOS,二极管上加相应吸收回路,但效率会有所降低。

200MHz以上:

开关电源已基本辐射量很小,一般可过EMI标准。

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围观 22

在电源设计中我们如何选择电源模块,那么选择的前提是,我们得了解各种电源,了解各种电源的区别,那样我们才可以正确的选择电源模块。

什么是模拟电源

即变压器电源,通过铁芯、线圈来实现,线圈的匝数决定了两端的电压比,铁芯的作用是传递变化磁场,主线圈在50HZ频率下产生了变化的磁场(我国),这个变化的磁场通过铁芯传递到副线圈,在副线圈里就产生了感应电压,于是变压器就实现了电压的转变。

模拟电源的缺点:

线圈、铁芯本身是导体,那么它们在转化电压的过程中会由于自感电流而发热(损耗),所以变压器的效率很低,一般不会超过35%。

音响器材功放中变压器的应用,大功率功放需要变压器提供更多的功率输出,那么,只有通过线圈匝数的增加、铁芯体积的增大来实现,匝数和铁芯体积的增加就会加重其损耗,所以,大功率功放的变压器必须做的非常大,这样就会导致笨重、发热量大。

什么是开关电源

在电流进入变压器之前,通过晶体管的开关功能,将我们通常50HZ的电流频率提升到数万HZ,在这么高的频率下,磁场变化频率也达到几万HZ,那么,就可以减少线圈匝数、铁芯体积获得同样的电压转化比,由于线圈匝数、铁芯体积的减少,损耗大大降低,一般开关电源效率达到90%,而体积可以做的非常小,并且输出稳定,所以开关电源具有模拟电源难以达到的优点。

开关电源的缺点:

开关电源也有自己的不足,如输出电压有纹波及开关噪声,线性电源是没有的。

音响器材-功放中开关电源的应用:开关电源的描述过程中已经表明开关电源的优势,所以即使是大功率功放,开关电源一样可以做的很精细、小巧。

什么是数字电源

在简单易用、参数变更要求不多的应用场合,模拟电源产品更具优势,因为其应用的针对性可以通过硬件固化来实现,而在可控因素较多、实时反应速度更快、 需要多个模拟系统电源管理的、复杂的高性能系统应用中,数字电源则具有优势。此外,在复杂的多系统业务中,相对模拟电源,数字电源是通过软件编程来实现多方面的应用,其具备的可扩展性与重复使用性使用户可以方便更改工作参数,优化电源系统。通过实时过电流保护与管理,它还可以减少外围器件的数量。

数字电源的优点:

它首先是可编程的,比如通讯、检测、遥测等所有功能都可用软件编程实现。另外,数字电源具有高性能和高可靠性,非常灵活。

数字电源有用DSP控制的,还有用MCU控制的。相对来讲,DSP控制的电源采用数字滤波方式,较MCU控制的电源更能满足复杂的电源需求、实时反应速度更快、电源稳压性能更好。

数字部分对模拟部分的干扰:

单片机中数字和模拟之间,因为数字信号是频谱很宽的脉冲信号,因此主要是数字部分对模拟部分的干扰很强,不仅一般都采用数字电源和模拟电源分开、二者之间用滤波器连接,在一些要求较高的场合,例如某些单片机内部的AD转换器进行AD转换时,常常要让数字部分进入休眠状态,绝大部分数字逻辑停止工作,以防止它们对模拟部分形成干扰。

如果干扰严重,甚至可以分别用两个电源,一般用电感和电容隔离就行了。 也可以将整个板子上数字和模拟部分的电源分别联在一起,用分别的通路直接接到电源滤波电容的焊点上。 如果对抗干扰要求不高,也可以随便接在一起。

tips

1)如果不使用芯片的A/D或者D/A功能,可以不区分数字电源和模拟电源。

2)如果使用了A/D或者D/A,还需考虑参考电源设计。

以上只是一些简单的介绍模拟电源,数字电源,开关电源的区别,想成为工程师,当然要学习更多的东西。

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