深入剖析电感电流――DC/DC 电路中电感的选择

只有充分理解电感在DC/DC电路中发挥的作用,才能更优的设计DC/DC电路。本文还包括对同步DC/DC及异步DC/DC概念的解释。

在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值,还要考虑电感可承受的电流,绕线电阻,机械尺寸等等。本文专注于解释:电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。

理解电感的功能

电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L(C是其中的输出电容)。虽然这样理解是正确的,但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。

在降压转换中,电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。

“”

在状态1过程中,电感会通过(高边 “high-side”)MOSFET连接到输入电压。在状态2过程中,电感连接到GND。由于使用了这类的控制器,可以采用两种方式实现电感接地:通过二极管接地或通过(低边“low-side”)MOSFET接地。如果是后一种方式,转换器就称为“同步(synchronus)”方式。

现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中,电感的一端连接到输入电压,另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器,输入电压必须比输出电压高,因此会在电感上形成正向压降。相反,在状态2过程中,原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器,输出电压必然为正端,因此会在电感上形成负向的压降。

我们利用电感上电压计算公式:

V=L(dI/dt)

因此,当电感上的电压为正时(状态1),电感上的电流就会增加;当电感上的电压为负时(状态2),电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2所示:

“”

通过上图我们可以看到,流过电感的最大电流为DC电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式,我们可以计算出峰值电流:

“”

其中,ton是状态1的时间,T是开关周期(开关频率的倒数),DC为状态1的占空比。

警告:上面的计算是假设各元器件(MOSFET上的导通压降,电感的导通压降或异步电路中肖特基二极管的正向压降)上的压降对比输入和输出电压是可以忽略的。

如果,器件的下降不可忽略,就要用下列公式作精确计算:

同步转换电路:

“”

异步转换电路:

“”

其中,Rs为感应电阻阻抗加电感绕线电阻的阻。Vf 是肖特基二极管的正向压降。R是Rs加MOSFET导通电阻,R=Rs+Rm。

电感磁芯的饱和度

通过已经计算的电感峰值电流,我们可以发现电感上产生了什么。很容易会知道,随着通过电感的电流增加,它的电感量会减小。这是由于磁芯材料的物理特性决定 的。电感量会减少多少就很重要了:如果电感量减小很多,转换器就不会正常工作了。当通过电感的电流大到电感实效的程度,此时的电流称为“饱和电流”。这也 是电感的基本参数。

实际上,转换电路中的开关功率电感总会有一个“软”饱和度。要了解这个概念可以观察实际测量的电感Vs DC电流的曲线:

“”

当电流增加到一定程度后,电感量就不会急剧下降了,这就称为“软”饱和特性。如果电流再增加,电感就会损坏了。

注意:电感量下降在很多类的电感中都会存在。例如:toroids,gapped E-cores等。但是,rod core电感就不会有这种变化。

有了这个软饱和的特性,我们就可以知道在所有的转换器中为什么都会规定在DC输出电流下的最小电感量;而且由于纹波电流的变化也不会严重影响电感量。在所有 的应用中都希望纹波电流尽量的小,因为它会影响输出电压的纹波。这也就是为什么大家总是很关心DC输出电流下的电感量,而会在Spec中忽略纹波电流下的电感量。

本文转载自:月绕紫藤的博客
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:cathy@eetrend.com 进行处理。

围观 17

开关电源是利用现代电力电子技术,控制开关管开通和关断的时间比率,维持稳定输出电压的一种电源,开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制 IC 和MOSFET 构成。随着电力电子技术的发展和创新,使得开关电源技术也在不断地创新。目前,开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备,是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。

随着电力电子技术的高速发展,电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切,而电子设备都离不开可靠的电源,进入 80 年代计算机电源全面实现了开关电源化,率先完成计算机的电源换代,进入 90 年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域,程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源,更促进了开关电源技术的迅速发展。

开关电源和线性电源相比,二者的成本都随着输出功率的增加而增长,但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上,反而高于开关电源。随着电力电子技术的发展和创新,使得开关电源技术在不断地创新,这一成本反转点日益向低输出电力端移动,这为开关电源提供了广泛的发展空间。

开关电源基础知识( Switcher-Fundamentals)培训课程共计五个章节:本拓扑类型、效率与输入输出及占空比的关系 、同步与非同步的定义、隔离与非隔离、脉宽调制与变频各类控制方式特点。其深入浅出的说明了基础概念,建立电源设计沟通的平台。

想了解更多详情内容请点击下载:开关电源基础知识
点击下载

围观 13

开关电源已普遍运用在当前的各类电子设备上,其单位功率密度也在不断地提高.高功率密度的定义从1991年的25w/in3、1994年36w/in3、1999年52w/in3、2001年96w/in3,目前已高达数百瓦每立方英寸.由于开关电源中使用了大量的大功率半导体器件,如整流桥堆、大电流整流管、大功率三极管或场效应管等器件。它们工作时会产生大量的热量,如果不能把这些热量及时地排出并使之处于一个合理的水平将会影响开关电源的正常工作,严重时会损坏开关电源.为提高开关电源工作的可靠性,热设计在开关电源设计中是必不可少的重要一个环节。

1.热设计中常用的几种方法

为了将发热器件的热量尽快地发散出去,一般从以下几个方面进行考虑: 使用散热器、冷却风扇、金属pcb、散热膏等.在实际设计中要针对客户的要求及最佳费/效比合理地将上述几种方法综合运用到电源的设计中。

“”

2.半导体器件的散热器设计

由于半导体器件所产生的热量在开关电源中占主导地位,其热量主要来源于半导体器件的开通、关断及导通损耗.从电路拓扑方式上来讲,采用零开关变换拓扑方式产生谐振使电路中的电压或电流在过零时开通或关断可最大限度地减少开关损耗但也无法彻底消除开关管的损耗故利用散热器是常用及主要的方法.

2.1 散热器的热阻模型

由于散热器是开关电源的重要部件,它的散热效率高与低关系到开关电源的工作性能.散热器通常采用铜或铝,虽然铜的热导率比铝高2倍但其价格比铝高得多,故目前采用铝材料的情况较为普遍.通常来讲,散热器的表面积越大散热效果越好.散热器的热阻模型及等效电路如上图所示

半导体结温公式如下式如示:

pcmax(ta)= (tjmax-ta)/θj-a (w) -----------------------(1)

pcmax(tc)= (tjmax-tc)/θj-c (w) -----------------------(2)

pc: 功率管工作时损耗

pc(max): 功率管的额定最大损耗

tj: 功率管节温

tjmax: 功率管最大容许节温

ta: 环境温度

tc: 预定的工作环境温度

θs : 绝缘垫热阻抗

θc : 接触热阻抗(半导体和散热器的接触部分)

θf : 散热器的热阻抗(散热器与空气)

θi : 内部热阻抗(pn结接合部与外壳封装)

θb : 外部热阻抗(外壳封装与空气)

根据图2热阻等效回路, 全热阻可写为:

θj-a=θi+[θb *(θs +θc+θf)]/( θb +θs +θc+θf) ----------------(3)

又因为θb比θs +θc+θf大很多,故可近似为

θj-a=θi+θs +θc+θf ---------------------(4)

①pn结与外部封装间的热阻抗(又叫内部热阻抗) θi是由半导体pn结构造、所用材料、外部封装内的填充物直接相关.每种半导体都有自身固有的热阻抗.

②接触热阻抗θc是由半导体、封装形式和散热器的接触面状态所决定.接触面的平坦度、粗糙度、接触面积、安装方式都会对它产生影响。当接触面不平整、不光滑或接触面紧固力不足时就会增大接触热阻抗θc。在半导体和散热器之间涂上硅油可以增大接触面积,排除接触面之间的空气而硅油本身又有良好的导热性,可以大大降低接触热阻抗θc。

当前有一种新型的相变材料,专门设计用采取代硅油作为传热介面,在65℃(相变温度)时从固体变为流体,从而确保界面的完全润湿,该材料的触变特性避免其流到介面外。其传热效果与硅油相当,但没有硅油带来的污垢,环境污染和难于操作等缺点。用于不需要电气绝缘的场合。典型应用包括cpu散热片,功率转换模块或者其它任何簧片固定的硅油应用场合,它可涂布在铝质基材的两面,可单面附胶,双面附胶或不附胶。

③绝缘垫热阻抗θs

绝缘垫是用于半导体器件和散热器之间的绝缘.绝缘垫的热阻抗θs取决于绝缘材料的材质、厚度、面积。下表中列出几种常用半导体封装形式的θs+θc

“”

④散热器热阻抗θf

散热器热阻抗θf与散热器的表面积、表面处理方式、散热器表面空气的风速、散热器与周围的温度差有关。因此一般都会设法增强散热器的散热效果,主要的方法有增加散热器的表面积、设计合理的散热风道、增强散热器表面的风速。散热器的散热面积设计值如下图所示:

“”

但如果过于追求散热器的表面积而使散热器的叉指过于密集则会影响到空气的对流,热空气不易于流动也会降低散热效果。自然风冷时散热器的叉指间距应适当增大,选择强制风冷则可适当减小叉指间距。如上图所示:

⑤散热器表面积计算

s=0.86w/(δt*α) (m2)

δt: 散热器温度与周围环境温度(ta)的差(℃)

α: 热传导系数,是由空气的物理性质及空气流速决定。α由下式决定。

α=nu*λ/l ()

λ:热电导率(kcal/m2h)空气物理性质

l:散热器高度(m)

nu:空气流速系数。由下式决定。

nu=0.664*√[(vl)/v’]*3√pr

v:动粘性系数(m2/sec),空气物理性质。

v’:散热器表面的空气流速(m/sec)

pr: 系数,见下表

“”

2.2 散热设计举例

[例] 2scs5197在电路中消耗的功率为pdc=15w,工作环境温度ta=60℃,求在正常工作时散热器的面积应是多少?

解: 查2scs5197的产品目录得知:pcmax=80w(tc=25℃),tjmax=150℃且该功率管使用了绝缘垫和硅油. θs+θc=0.8℃/w

从(2)式可得

θi=θj-c=(tjmax-tc)/pcmax-=(150-25)/80≒1.6℃/w

从(1)式可得

θj-a=(tjmax-ta)/pdc=(150-60)/15=6℃/w

从(4)式可得

θf=θj-a-(θi+θc+θs) ≒6-(1.6+0.8)=3.6℃/w

根据上述计算散热器的热阻抗须选用3.6℃/w以下的散热器.从散热器散热面积设计图中可以查到:使用2mm厚的铝材至少需要200cm2,因此需选用140*140*2mm以上的铝散热器.

注:在实际运用中,tjmax必须降额使用,以80%额定节温来代替tjmax确保功率管的可靠工作。

3、自然风冷与强制风冷

在开关电源的实际设计过程中,通常采用自然风冷与风扇强制风冷二种形式。自然风冷的散热片安装时应使散热片的叶片竖直向上放置,若有可能则可在pcb上散热片安装位置的周围钻几个通气孔便于空气的对流。

强制风冷是利用风扇强制空气对流,所以在风道的设计上同样应使散热片的叶片轴向与风扇的抽气方向一致,为了有良好的通风效果越是散热量大的器件越应靠近排气风扇,在有排气风扇的情况下,散热片的热阻如下表所示:

“”

4、金属pcb

随着开关电源的小型化,表面贴片元件广泛地运用到实际产品中,这时散热片难于安装到功率器件上。当前克服该问题主要采取金属pcb作为功率器件的载体,主要有铝基覆铜板、铁基覆铜板,金属pcb的散热性远好于传统的pcb且可以贴装smd元件。另有一种铜芯pcb,基板的中间层是铜板绝缘层采用高导热的环氧玻纤布粘结片或高导热的环氧树脂,它是可以双面贴装smd元件,大功率smd元件可以将smd自身的散热片直接焊接在金属pcb上,利用金属pcb中的金属板来散热。

5、发热元件的布局

开关电源中主要发热元件有大功率半导体及其散热器,功率变换变压器,大功率电阻。发热元件的布局的基本要求是按发热程度的大小,由小到大排列,发热量越小的器件越要排在开关电源风道风向的上风处,发热量越大的器件要越靠近排气风扇。

为了提高生产效率,经常将多个功率器件固定在同一个大散热器上,这时应尽量使散热片靠近pcb的边缘放置。但与开关电源的外壳或其它部件至少应留有1cm以上的距离。若在一块电路板中有几块大的散热器则它们之间应平行且与风道的风向平行。在垂直方向上则发热小的器件排在最低层而发热大的器件排在较高处。

发热器件在pcb的布局上同时应尽可能远离对温度敏感的元器件,如电解电容等。

6、结语

开关电源的热设计应充分考虑产品所处的工作环境及实际的工作状态并将上述几种方法综合运用才能设计出既经济又能充分保证半导体散热的开关电源产品。

参考文献:
[1]堀敏夫,电源回路的图式解析和设计法,日本综合电子出版社。
[2]苏开才、毛宗源,现代功率电子技术,国防工业出版社。
[3]toshiba散热器手册。
[4]贝格斯sil-pad产品目录。

本文转载自:百度文库
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:cathy@eetrend.com 进行处理。

围观 10

开关电源原理简图

下图是开关电源的原理简图,以反激为例!

设定一下主要参数如下:

输入电压:Vin=AC176-264V
输出电压:Vout=12V
Vcc电压:Vcc=15V
变压器匝比:N

下面对上述图片中的各个元器件进行应力计算。

1、整流桥BR1

整流桥如上图体内由4个二极管构成:d1,d2,d3,d4

应最恶劣的情况下是在输入电压最高的时候,即,Vin=264Vac

所以C1上两端的电压373V。

输入电压波形如下图

当输入电压处于正半周时,BR1体内二极管d1和d4导通不承受高电压,d2和d3截止承受的高电压,d2电压应力为b点电位减去c点电位,d3电压应力为a点电位减去d点电位。

正半周a、b、c、d点的电位相对于大电容地分别为:373V、373V、0V、0V

d2应力=b-c=373V-0V=373V

d3应力=a-d=373V-0V=373V

输入电压进入负半周时同理可得d1和d4的应力为373V。

即整流桥BR1的工作应力为373V

由于开关电源需要做雷击浪涌试验,所以一般整流桥都选择1000V的整流桥。

2、输入大电容C1

C1上的电压应力为输入最高电压264V交流电压整流后的电压。

所以C1的工作电压应力为:264×1.414=373V

所以输入电解电容C1一般选择耐压值为400V的电容。

3.开关mos管Q1

当开关MOS管Q1开通时,Q1不承受大电压。

当开关MOS管Q1管关时,Q1承受大电压应力。

MOS管电压应力为:最高输入电压+反射电压+漏感产生的尖峰电压。

反射电压一般为:60-120V

最高输入电压:373V

漏感尖峰电压一般为:100左右

所以反激开关电压开关管Q1的工作电压应力为:373+120+100=593V左右

留一定的余量一般选650V左右的MOS管

4.钳位电路D1、R1、C2

当Q1关断时,钳位二极管D1导通,向C2充电,C2两端的充电电压为Np两端的电压为:

反射电压+尖峰电压

假设反射电压为:120V

尖峰电压为:100V

则C2两端的电压为220V,上负下正。

C2下方的电位为:373+220=593V

C2下方宇D1负极相连,相当于D1负极的电位也为593V左右,并且C2电容上电压不能突变,所以D1负极电位相对文档在593V左右。

当Q1导通时,D1正极的电位此时为0V。所以D1的应力为负极电位减去正极电位为:593V

C2上方的电位为373V的恒定值,所以C2的电压应力为:593-373=220V左右

R1和C2为并联,所以R1电压应力为220V左右

5、Vcc整流二极管D2

Vcc电压为15V,反射电压若为120V时,原边主绕组与Vcc绕组的匝比为120÷15=8.

当Q1关断时,D2是导通的,此时D2不承受大电压就一个二极管压降。

当Q1导通时,D2正极的电位为为负,数值为-(373÷8)=-46.625V。此时D2承受的电压应力为15-46.625=61.625,所以Vcc整流二极管D2的应力大概为:62V左右,留些余量一般D2选耐压值为100V左右的二极管。

6、输出整流二极管及电容D3、C3

输出电压为12V,反射电压若为120V时,原边主绕组与输出绕组的匝比为120÷12=10.

当Q1关断时,D3是导通的,此时D3不承受大电压就一个二极管压降。

当Q1导通时,D3正极的电位为为负,数值为-(373÷10)=-37.3V。此时D2承受的电压应力为15-37.3=52.3,所以Vcc整流二极管D3的应力大概为:52V左右。留些余量一般D3选耐压值为60V左右的二极管。

C3上的电压为恒定的12V。

C3的电压应力为12V,一般选16V左右的电压。

本文转载自:搜狐
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:cathy@eetrend.com 进行处理。

围观 15

开关电源中有几种基础的拓扑,buck拓扑电路、boost拓扑电路以及反激式开关电源等等。这些拓扑既有他们相同之处,也有其独特性。一般,经验丰富的工程师在设计的时候能够根据需求选择适合的拓扑。而对于初学者来说,如何选择合适的拓扑这就非常困难了。因此,就需要我们很好的掌握拓扑的基本特性,这是非常有必要的。这对我们在设计时选择合适的拓扑也是很有帮助的,可以避免因为拓扑选择不当而浪费时间。

一些拓扑适用于离线式(电网供电的)AC/DC变换器,其中有些适合小功率输出(<200W),有些适合大功率输出;有些适合较高的AC输人电压(>=220V AC),而有些适合较低的AC输人电压的场合;有些在较高的DC输出电压( >200V)场合有较大的优势,而有些在较低的DC输出电压场合有较大的优势。对于多级电压输出的应用场合,使用器件较少或是在器件数与可靠性之间有较好折中是选择拓扑要考虑的因素。同时,输入/输出纹波和噪声要求也是选择拓扑要考虑的重要因素。某些拓扑因其本身固有的局限性,需要辅助电路或更复杂的电路,使得在某些应用场合它的特性变得非常难以分析。

因此,要恰当选择拓扑,熟悉各种不同基本拓扑的优缺点是非常重要的。错误的选择会导致电源的性能变差,甚至浪费设计时间和成本。因此有必要充分地了解不同拓扑的基本特性参数。

“图1
图1 BOOST 电路拓扑及波形

图1所示的Boost是将较低的未调整输入电压升为较高的调整输出电压,该电路称为升压调整器或升压电感变换器。

Q1关断时,L1的极性颠倒;将Q1导通时,L1存储的能量经过D1以更高的电压释放给输出负载。

在Vdc和开关管Q1之间串接电感L1,当Q1导通时,电流从电感L1的下端流入Q1。当Q1关断时,电流从电感L1的下端通过整流二极管D1输送给输出电容C0及负载。

假设输出电压和电流已建立,电路已稳定运行,当QI导通时(Ton),二极管反偏截止,L1的电流线性上升达到峰值Ip=Vdc TON /L1

由于在Q1导通时段输出电流完全由C0提供,所以C0应选得足够大,以使在Ton时段向负载供电时,其电压降到最小并满足要求。

Q1关断时,由于电感电流不能突变,L1的电压极性颠倒,L1异名端电压相对同名端为正。L1同名端电压为Vdc,且L1经D1向C0充电,使C0两端电压(泵升电压)高于Vdc。此时电感储能给负载提供电流,并补充C0单独向负载供电时损失的电荷。Vdc在Q1关断时段也向负载提供能量。

输出电压的调整是通过负反馈环控制Q1导通时间实现的。若直流负载电流上升,则导通时间会自动增加,为负载提供更多能量。若Vdc下降而Ton不变,则峰值电流即L1的储能会下降,导致输出电压下降。但负反馈环会检测到电压的下降,.并通过增大Ton来维持输出电压恒定。

BOOST有两个非常不同的工作模式,这些工作模式与电感的状态条件有关。

如果一个周期结束时,电感电流已降到零,则工作于不连续模式。如果一个周期结束时,电感电流没有降到零,则工作于连续模式。

当介绍开关拓扑时,输出滤波电容一般不包含在拓扑结构中。因此,开关拓扑的输出电流不是输出到负载的直流电流,而是流入输出电容和负载的合成电流,输出电容和负载是并联的。

与Buck拓扑不同,Boost拓扑的输入电流是连续的(有一些纹波),而输出电流对于任何工作模式都是不连续的。因此,连续模式和不连续模式只是针对电感的电流而言。

如图1(d)所示,当D1电流在Q1下次异通之前下降到零,则电路工作于不连续模式。

若电流在关断结束时还未下降到零,则由于电感电流不能突变,Q1下次导通时电流上升会有一个阶梯,Q1和D1上的电流将呈典型的阶梯斜坡形状,如图2所示。

“图2
图2 连续模式下boost拓扑Q1、D1和L1的电流波形

此时电路工作于连续模式,因为在一个工作周期里电感电流始终大于零。

假设反馈环能控制输出电压恒定,则当R0或Vdc减小时,反馈环会增加Q1异通时间Ton,以保待输出电压恒定。当负载电流增加,R0或Vdc持续减小,则可能使Ton增大,到下次导通之前Q1和D1电流仍未降到零,此时电路进入连续工作模式。

能使不连续模式下反馈环稳定工作的误差放大,不一定能使连续模式下的反馈环稳定,并会产生振荡。反馈环理论分析认为,连续工作模式时boost电路的传递函数存在右半平面零点,稳定有右半平面零点的反馈环的唯办法是大幅减小误差放大器的带宽。

简而言之,在不连续工作模式中电感和D1的电流有一段时间为零。也就是在能量传递期间(Q1关断和D1导通期间)和能量存储期问(Q1导通和D1关断期间)有一小段时间间隙。这个时间余量(死区)对电源系统运行特性非常重要,它在连续工作模式不会存在。

充分了解这两种工作模式是非常重要的。因为在具有Boost功能的任何开关拓扑里,它的影响非常大。为了更好地理解这一点,我们将分析BOOST拓扑连续工作模式下负载突然增大时电路的响应特性。

假设一个连续工作模式的Boost电路已进人稳定运行状态,输出电压和负载电流稳定,电感电流连续。当负载电流突然增大时,输出电压将有下降的趋势,此时控制环路将增大Q1的导通时间,以增大电感L1的电流。然而,需要经过几个周期,电感L1的电流才能增加的非常大(由电感值、输入电压和Q1导通时间的实际增址决定)。

必须注意的是,导通时间增加的直接影响是使关断时间减少,因为一周期的时间是固定的。因为D1只在Q1关断期间才导通( 而且导通时间减少),平均输出电流开始减小,而不是增大。因此,当我们试图增加输出电流时,这个直接影响将减小输出电流,这需要经过几个周期电感电流的增加来慢慢使它调整。

本文转载自:张飞实战电子
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:cathy@eetrend.com 进行处理。

围观 24

谈多年开关电源的设计心得,从开关电源印制板的设计、印制板布线、印制板铜皮走线、铝基板和多层印制板在开关电源中的应用,到反激电源的占空比,绝对的实践精华!

开关电源印制板的设计

首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧,先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率,高脉冲状态,属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。

布局:脉冲电压连线尽可能短,其中输入开关管到变压器连线,输出变压器到整流管连接 线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接 近开关电源输入端,输入线应避免与其他电路平行,应避开。 Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离,以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽,以上几项对开关电 源的EMC性能影响较大。

“”

输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子,可影响电源输出纹波指标,两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解 电容保持一定距离,以延长整机寿命,电解电容是开关电源寿命的瓶劲,如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离,电解之间也须留出散热空间,条件允许 可将其放置在进风口。

控制部分要注意:高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路,在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路,特别是电流控制型电路,处理不好易出现一些想不到的意外。

下面谈一谈印制板布线的一些原则。

线间距:随着印制线路板制造工艺的不断完善和提高,一般加工厂制造出线间距等于甚至小于0.1mm已经不存在什么问题,完全能够满足大多数应用场合。考虑到开关电源所采用的元器件及生产工艺,一般双面板最小线间距设为0.3mm,单面板最小线间距设为0.5mm,焊盘与焊盘、焊盘与过孔或过孔与过孔,最小间距设为0.5mm,可避免在焊接操作过程中出现“桥接”现象,这样大多数制板厂都能够很轻松满足生产要求,并可以把成品率控制得非常高,亦可实现合理的布线密度及有一个较经济的成本。

最小线间距只适合信号控制电路和电压低于63V的低压电路,当线间电压大于该值时一般可按照500V/1mm经验值取线间距。

鉴于有一些相关标准对线间距有较明确的规定,则要严格按照标准执行,如交流入口端至熔断器端连线。某些电源对体积要求很高,如模块电源。一般变压器输入侧线间距为1mm实践证明是可行的。对交流输入,(隔离)直流输出的电源产品,比较严格的规定为安全间距要大于等于6mm,当然这由相关的标准及执行方法确定。一般安全间距可由反馈光耦两侧距离作为参考,原则大于等于这个距离。也可在光耦下面印制板上开槽,使爬电距离加大以满足绝缘要求。一般开关电源交流输入侧走线或板上元件距非绝缘的外壳、散热器间距要大于5mm,输出侧走线或器件距外壳或散热器间距要大于2mm,或严格按照安全规范执行。

常用方法:上文提到的线路板开槽的方法适用于一些间距不够的场合,顺便提一下,该法也常用来作为保护放电间隙,常见于电视机显象管尾板和电源交流输入处。该法在模块电源中得到了广泛的应用,在灌封的条件下可获得很好的效果。

方法二:垫绝缘纸,可采用青壳纸、聚脂膜、聚四氟乙烯定向膜等绝缘材料。一般通用电源用青壳纸或聚脂膜垫在线路板于金属机壳间,这种材料有机械强度高,有一定抗潮湿的能力。聚四氟乙烯定向膜由于具有耐高温的特性在模块电源中得到广泛的应用。在元件和周围导体间也可垫绝缘薄膜来提高绝缘抗电性能。

注意:某些器件绝缘被覆套不能用来作为绝缘介质而减小安全间距,如电解电容的外皮,在高温条件下,该外皮有可能受热收缩。大电解防爆槽前端要留出空间,以确保电解电容在非常情况时能无阻碍地泻压.

印制板铜皮走线注意事项

走线电流密度:现在多数电子线路采用绝缘板缚铜构成。常用线路板铜皮厚度为35μm,走线可按照1A/mm经验值取电流密度值,具体计算可参见教科书。为保证走线机械强度原则线宽应大于或等于0.3mm(其他非电源线路板可能最小线宽会小一些)。铜皮厚度为70μm线路板也常见于开关电源,那么电流密度可更高些。

补充一点,现常用线路板设计工具软件一般都有设计规范项,如线宽、线间距,旱盘过孔尺寸等参数都可以进行设定。在设计线路板时,设计软件可自动按照规范执行,可节省许多时间,减少部分工作量,降低出错率。

一般对可靠性要求比较高的线路或布线线密度大可采用双面板。其特点是成本适中,可靠性高,能满足大多数应用场合。

模块电源行列也有部分产品采用多层板,主要便于集成变压器电感等功率器件,优化接线、功率管散热等。具有工艺美观一致性好,变压器散热好的优点,但其缺点是成本较高,灵活性较差,仅适合于工业化大规模生产。

单面板,市场流通通用开关电源几乎都采用了单面线路板,其具有低成本的优势,在设计,及生产工艺上采取一些措施亦可确保其性能。

谈谈单面印制板设计的一些体会

由于单面板具有成本低廉,易于制造的特点,在开关电源线路中得到广泛应用,由于其只有一面缚铜,器件的电器连接,机械固定都要依靠那层铜皮,在处理时必须小心。

为保证良好的焊接机械结构性能,单面板焊盘应稍微大一些,以确保铜皮和基板的良好缚着力,而不至于受到震动时铜皮剥离、断脱。一般焊环宽度应大于0.3mm。焊盘孔直径应略大于器件引脚直径,但不宜过大,保证管脚与焊盘间由焊锡连接距离最短,盘孔大小以不妨碍正常查件为度,焊盘孔直径一般大于管脚直径0.1-0.2mm。多引脚器件为保证顺利查件,也可更大一些。

电气连线应尽量宽,原则宽度应大于焊盘直径,特殊情况应在连线于与焊盘交汇必须将线加宽(俗称生成泪滴),避免在某些条件线与焊盘断裂。原则最小线宽应大于0.5mm。

单面板上元器件应紧贴线路板。需要架空散热的器件,要在器件与线路板之间的管脚上加套管,可起到支撑器件和增加绝缘的双重作用,要最大限度减少或避免外力冲击对焊盘与管脚连接处造成的影响,增强焊接的牢固性。线路板上重量较大的部件可增加支撑连接点,可加强与线路板间连接强度,如变压器,功率器件散热器。

单面板焊接面引脚在不影响与外壳间距的前题条件下,可留得长一些,其优点是可增加焊接部位的强度,加大焊接面积、有虚焊现象可即时发现。引脚长剪腿时,焊接部位受力较小。在台湾、日本常采用把器件引脚在焊接面弯成与线路板成45度 角,然后再焊接的工艺,的其道理同上。今天谈一谈双面板设计中的一些事项,在一些要求比较高,或走线密度比较大的应用环境中采用双面印制板,其性能及各方面指标要比单面板好很多。

双面板焊盘由于孔已作金属化处理强度较高,焊环可比单面板小一些,焊盘孔孔径可比管脚直径略微大一些,因为在焊接过程中有利于焊锡溶液通过焊孔渗透到顶层焊盘,以增加焊接可靠性。但是有一个弊端,如果孔过大,波峰焊时在射流锡冲击下部分器件可能上浮,产生一些缺陷。

大电流走线的处理,线宽可按照前帖处理,如宽度不够,一般可采用在走线上镀锡增加厚度进行解决,其方法有好多种

1,将走线设置成焊盘属性,这样在线路板制造时该走线不会被阻焊剂覆盖,热风整平时会被镀上锡。

2,在布线处放置焊盘,将该焊盘设置成需要走线的形状,要注意把焊盘孔设置为零。

3,在阻焊层放置线,此方法最灵活,但不是所有线路板生产商都会明白你的意图,需用文字说明。在阻焊层放置线的部位会不涂阻焊剂。

线路镀锡的几种方法如上,要注意的是,如果很宽的的走线全部镀上锡,在焊接以后,会粘接大量焊锡,并且分布很不均匀,影响美观。一般可采用细长条镀锡宽度在1~1.5mm,长度可根据线路来确定,镀锡部分间隔0.5~1mm双面线路板为布局、走线提供了很大的选择性,可使布线更趋于合理。关于接地,功率地与信号地一定要分开,两个地可在滤波电容处汇合,以避免大脉冲电流通过信号地连线而导致出现不稳定的意外因素,信号控制回路尽量采用一点接地法,有一个技巧,尽量把非接地的走线放置在同一布线层,最后在另外一层铺地线。输出线一般先经过滤波电容处,再到负载,输入线也必须先通过电容,再到变压器,理论依据是让纹波电流都通过旅滤波电容。

电压反馈取样,为避免大电流通过走线的影响,反馈电压的取样点一定要放在电源输出最末梢,以提高整机负载效应指标。

走线从一个布线层变到另外一个布线层一般用过孔连通,不宜通过器件管脚焊盘实现,因为在插装器件时有可能破坏这种连接关系,还有在每1A电流通过时,至少应有2个过孔,过孔孔径原则要大于0.5mm,一般0.8mm可确保加工可靠性。

器件散热,在一些小功率电源中,线路板走线也可兼散热功能,其特点是走线尽量宽大,以增加散热面积,并不涂阻焊剂,有条件可均匀放置过孔,增强导热性能。

铝基板和多层印制板在开关电源中的应用

接着谈谈铝基板在开关电源中的应用和多层印制板在开关电源电路中的应用。

铝基板由其本身构造,具有以下特点:导热性能非常优良、单面缚铜、器件只能放置在缚铜面、不能开电器连线孔所以不能按照单面板那样放置跳线。

铝基板上一般都放置贴片器件,开关管,输出整流管通过基板把热量传导出去,热阻很低,可取得较高可靠性。变压器采用平面贴片结构,也可通过基板散热,其温 升比常规要低,同样规格变压器采用铝基板结构可得到较大的输出功率。铝基板跳线可以采用搭桥的方式处理。铝基板电源一般由由两块印制板组成,另外一块板放 置控制电路,两块板之间通过物理连接合成一体。

由于铝基板优良的导热性,在小量手工焊接时比较困难,焊料冷却过快,容易出现问题现有一个简单实用的方法,将一个烫衣服的普通电熨斗(最好有调温功能),翻过来,熨烫面向上,固定好,温度调到150℃左右,把铝基板放在熨斗上面,加温一段时间,然后按照常规方法将元件贴上并焊接,熨斗温度以器件易于焊接为宜,太高有可能时器件损坏,甚至铝基板铜皮剥离,温度太低焊接效果不好,要灵活掌握。

最近几年,随着多层线路板在开关电源电路中应用,使得印制线路变压器成为可能,由于多层板,层间距较小,也可以充分利用变压器窗口截面,可在主线路板上再加一到两片由多层板组成的印制线圈达到利用窗口,降低线路电流密度的目的,由于采用印制线圈,减少了人工干预,变压器一致性好,平面结构,漏感低,偶合好。开启式磁芯,良好的散热条件。由于其具有诸多的优势,有利于大批量生产,所以得到广泛的应用。但研制开发初期投入较大,不适合小规模生。

开关电源分为,隔离与非隔离两种形式,在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式,在下文中,非特别说明,均指隔离电源。隔离电源按照结构形式不同,可分为两大类:正激式和反激式。反激式指在变压器原边导通时副边截止,变压器储能。原边截止时,副边导通,能量释放到负载的工作状态,一般常规反激式电源单管多,双管的不常见。正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载,能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激,包括单管正激,双管正激。半桥、桥式电路都属于正激电路。

正激和反激电路各有其特点,在设计电路的过程中为达到最优性价比,可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路,中等功率可采用双管正激电路或半桥电路,低电压时采用推挽电路,与半桥工作状态相同。大功率输出,一般采用桥式电路,低压也可采用推挽电路。

反激式电源因其结构简单,省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感,而在中小功率电源中得到广泛的应用。在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦,输出功率超过100瓦就没有优势,实现起来有难度。本人认为一般情况下是这样的,但也不能一概而论,PI公司的TOP芯片就可做到300瓦,有文章介绍反激电源可做到上千瓦,但没见过实物。输出功率大小与输出电压高低有关。

反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数,由于反激电源需要变压器储存能量,要使变压器铁芯得到充分利用,一般都要在磁路中开气隙,其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率,使变压器能够承受大的脉冲电流冲击,而不至于铁芯进入饱和非线形状态,磁路中气隙处于高磁阻状态,在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。

变压器初次极间的偶合,也是确定漏感的关键因素,要尽量使初次极线圈靠近,可采用三明治绕法,但这样会使变压器分布电容增大。选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯,可减小漏感,如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。

关于反激电源的占空比,原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5,否则环路不容易补偿,有可能不稳定,但有一些例外,如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下。占空比由变压器原副边匝数比确定,本人对做反激的看法是,先确定反射电压(输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值),在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大,开关管损耗降低。反射电压降低则工作占空比减小,开关管损耗增大。当然这也是有前提条件,当占空比增大,则意味着输出二极管导通时间缩短,为保持输出稳定,更多的时候将由输出电容放电电流来保证,输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷,而使其发热加剧,这在许多条件下是不允许的。占空比增大,改变变压器匝数比,会使变压器漏感加大,使其整体性能变,当漏感能量大到一定程度,可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗,时就没有再增大占空比的意义了,甚至可能会因为漏感反峰值电压过高而击穿开关管。由于漏感大,可能使输出纹波,及其他一些电磁指标变差。当占空比小时,开关管通过电流有效值高,变压器初级电流有效值大,降低变换器效率,但可改善输出电容的工作条件,降低发热。如何确定变压器反射电压(即占空比)

有网友提到开关电源的反馈环路的参数设置,工作状态分析。由于在上学时高数学的比较差,《自动控制原理》差一点就补考了,对于这一门现在还感觉恐惧,到现在也不能完整写出闭环系统传递函数,对于系统零点、极点的概念感觉很模糊,看波德图也只是大概看出是发散还是收敛,所以对于反馈补偿不敢胡言乱语,但有一些建议。如果有一些数学功底,再有一些学习时间可以再把大学的课本《自动控制原理》找出来仔细的消化一下,并结合实际的开关电源电路,按工作状态进行分析。

反激电源的占空比

最后谈谈关于反激电源的占空比(本人关注反射电压,与占空比一致),占空比还与选择开关管的耐压有关,有一些早期的反激电源使用比较低耐压开关管,如600V或650V作为交流220V输入电源的开关管,也许与当时生产工艺有关,高耐压管子,不易制造,或者低耐压管子有更合理的导通损耗及开关特性,像这种线路反射电压不能太高,否则为使开关管工作在安全范围内,吸收电路损耗的功率也是相当可观的。实践证明600V管子反射电压不要大于100V,650V管子反射电压不要大于120V,把漏感尖峰电压值钳位在50V时管子还有50V的工作余量。现在由于MOS管制造工艺水平的提高,一般反激电源都采用700V或750V甚至800-900V的开关管。像这种电路,抗过压的能力强一些开关变压器反射电压也可以做得比较高一些,最大反射电压在150V比较合适,能够获得较好的综合性能。PI公司的TOP芯片推荐为135V采用瞬变电压抑制二极管钳位。但他的评估板一般反射电压都要低于这个数值在110V左右。这两种类型各有优缺点:

第一类:缺点抗过压能力弱,占空比小,变压器初级脉冲电流大。优点:变压器漏感小,电磁辐射低,纹波指标高,开关管损耗小,转换效率不一定比第二类低。

第二类:缺点开关管损耗大一些,变压器漏感大一些,纹波差一些。优点:抗过压能力强一些,占空比大,变压器损耗低一些,效率高一些。

反激电源反射电压还有一个确定因素,反激电源的反射电压还与一个参数有关,那就是输出电压,输出电压越低则变压器匝数比越大,变压器漏感越大,开关管承受电压越高,有可能击穿开关管、吸收电路消耗功率越大,有可能使吸收回路功率器件永久失效(特别是采用瞬变电压抑制二极管的电路)。在设计低压输出小功率反激电源的优化过程中必须小心处理,其处理方法有几个:

1、采用大一个功率等级的磁芯降低漏感,这样可提高低压反激电源的转换效率,降低损耗,减小输出纹波,提高多路输出电源的交差调整率,一般常见于家电用开关电源,如光碟机、DVB机顶盒等。

2、如果条件不允许加大磁芯,只能降低反射电压,减小占空比。降低反射电压可减小漏感但有可能使电源转换效率降低,这两者是一个矛盾,必须要有一个替代过程才能找到一个合适的点,在变压器替代实验过程中,可以检测变压器原边的反峰电压,尽量降低反峰电压脉冲的宽度,和幅度,可增加变换器的工作安全裕度。一般反射电压在110V时比较合适。

3、增强耦合,降低损耗,采用新的技术,和绕线工艺,变压器为满足安全规范会在原边和副边间采取绝缘措施,如垫绝缘胶带、加绝缘端空胶带。这些将影响变压器漏感性能,现实生产中可采用初级绕组包绕次级的绕法。或者次级用三重绝缘线绕制,取消初次级间的绝缘物,可以增强耦合,甚至可采用宽铜皮绕制。

文中低压输出指小于或等于5V的输出,像这一类小功率电源,本人的经验是,功率输出大于20W输出可采用正激式,可获得最佳性价比,当然这也不是决对的,与个人的习惯,应用的环境有关系,下次谈一谈反激电源用磁性芯,磁路开气隙的一些认识,希望各位高人指点。

反激电源变压器磁芯在工作在单向磁化状态,所以磁路需要开气隙,类似于脉动直流电感器。部分磁路通过空气缝隙耦合。为什么开气隙的原理本人理解为:由于功率铁氧体也具有近似于矩形的工作特性曲线(磁滞回线),在工作特性曲线上Y轴表示磁感应强度(B),现在的生产工艺一般饱和点在400mT以上,一般此值在设计中取值应该在200-300mT比较合适、X轴表示磁场强度(H)此值与磁化电流强度成比例关系。磁路开气隙相当于把磁体磁滞回线向X轴向倾斜,在同样的磁感应强度下,可承受更大的磁化电流,则相当于磁心储存更多的能量,此能量在开关管截止时通过变压器次级泻放到负载电路,反激电源磁芯开气隙有两个作用。其一是传递更多能量,其二防止磁芯进入饱和状态。

反激电源的变压器工作在单向磁化状态,不仅要通过磁耦合传递能量,还担负电压变换输入输出隔离的多重作用。所以气隙的处理需要非常小心,气隙太大可使漏感变大,磁滞损耗增加,铁损、铜损增大,影响电源的整机性能。气隙太小有可能使变压器磁芯饱和,导致电源损坏。

所谓反激电源的连续与断续模式是指变压器的工作状态,在满载状态变压器工作于能量完全传递,或不完全传递的工作模式。一般要根据工作环境进行设计,常规反激电源应该工作在连续模式,这样开关管、线路的损耗都比较小,而且可以减轻输入输出电容的工作应力,但是这也有一些例外。

需要在这里特别指出:由于反激电源的特点也比较适合设计成高压电源,而高压电源变压器一般工作在断续模式,本人理解为由于高压电源输出需要采用高耐压的整流二极管。由于制造工艺特点,高反压二极管,反向恢复时间长,速度低,在电流连续状态,二极管是在有正向偏压时恢复,反向恢复时的能量损耗非常大,不利于变换器性能的提高,轻则降低转换效率,整流管严重发热,重则甚至烧毁整流管。由于在断续模式下,二极管是在零偏压情况下反向偏置,损耗可以降到一个比较低的水平。所以高压电源工作在断续模式,并且工作频率不能太高。

还有一类反激式电源工作在临界状态,一般这类电源工作在调频模式,或调频调宽双模式,一些低成本的自激电源(RCC)常采用这种形式,为保证输出稳定,变压器工作频率随着,输出电流或输入电压而改变,接近满载时变压器始终保持在连续与断续之间,这种电源只适合于小功率输出,否则电磁兼容特性的处理会很让人头痛。

反激开关电源变压器应工作在连续模式,那就要求比较大的绕组电感量,当然连续也是有一定程度的,过分追求绝对连续是不现实的,有可能需要很大的磁芯,非常多的线圈匝数,同时伴随着大的漏感和分布电容,可能得不偿失。那么如何确定这个参数呢,通过多次实践,及分析同行的设计,本人认为,在标称电压输入时,输出达到50%~60%变压器从断续,过渡到连续状态比较合适。或者在最高输入电压状态时,满载输出时,变压器能够过渡到连续状态就可以了。

本文转载自:电子工程世界网
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:cathy@eetrend.com进行处理。

围观 26

作者:东子

什么是交流电源

发电厂产生的交流电,以数十万伏特的高电压进行传输,以减少电网中的输电损耗。如此高的电压通过一系列变电站逐步降低到家用电压等级。

“”

理想情况下,向家庭和工厂供电的交流电源具有正弦波形,且电源和电压之间没有相位差。然而,在交流到直流的转换过程中,实际设备所消耗的交流电中将产生电压电流波形之间的相位差以及电压畸变。

电流波形畸变

下面这个图形显示了开关直流电源的输入部分,交流电源输入(波形a)是通过桥式整流器二极管整流的全波型。如果不提供平滑电容器(Co1),电压波形将变成波形b中所示。实际上,电压波形将通过平滑电容器的整流,将会变成如波形c中所示。

“”

接下来,让我们考虑以下电流的情况,当平滑电容器两端的电压低于全波整流输入电压时,充电电流流入电容器,波形d中所示的脉冲波形电流将流入电容器,相对应的,输入端会流入如波形e中所示的电流。如前所述,如果电路中没有实施相应的策略,电流波形将会发生畸变。

电流波形畸变的弊端

考虑一下,如果在数据中心这样的大型设备中,没有实施应对电流波形畸变的措施,会发生什么情况?

“”

如上图所示,红色部分表示电流畸变。当发电厂通过电网输送的供电中发生电流畸变时对某一设备而言,同一楼层的所有设备都有可能通过交流输入端而受到该电流畸变的影响。电流畸变可能影响配电设备效率,也可能导致连接到电网的设备出现故障,或者在特定情况下危害到人身安全。因此,我们需要讨论一下波形的畸变。

“”

什么是谐波

在直流开关电源中所讨论的电流波形的畸变周期与交流电源输入的周期相同,这样的周期波形包含基波及其谐波频率中的能量分量。

“”

这里,我们以一个矩形波为例进行说明,矩形波有奇次谐波分量,我们可以通过傅里叶分析来理解。当它在频率轴上进行表示时,基波频率的谐波即包含在这里,如图所示。

虽然这个图像未显示出第十三次和更高次的谐波分量,但在实际情况中可能有更高的谐波分量。到这里,我们介绍了由于电流波形的畸变所导致的谐波产生,为了消除电流畸变所带来的各种问题,必须尽可能减小谐波。

全球谐波规范

针对谐波对电网和所连接设备的影响,各国都在法规中对其强度尽心了限制,下面这张图列举出了欧盟、日本、中国的谐波规范。

“”

本文转载自:东芝半导体与存储产品
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:cathy@eetrend.com 进行处理。

围观 9

五、LED日光灯电源设计心得

非隔离型降压式电源设计方法概论

非隔离降压型电源是现在普遍使用的电源结构,几乎占了日光灯电源百分之九十以上。很多人都以为非隔离电源只有降压型一种,每每一说到不隔离,就想到降压型,就想到说对灯不安全(指电源损坏)。其实降压型不只是一种,还有两种基本结构,即升压,和升降压,即BOOST AND BUCK-BOOST,后两种电源即使损坏。不会影响到LED的好处。降压式电源也有其好处,它适合用于220,但不适用于110,因为110V本来电压就低,一降就更低了,那样输出的电流大,电压低,效率做不太高。 降压式220V交流,整流滤波后约三百伏,经过降压电路,一般将电压降到直流150V左右,这样即可实现高压小电流输出,效率可以做得较高。一般用MOS 做开关管,做这种规格的电源,我的经验是,可以做到百分之九十那样差不多,再往上也困难。原因很简单,芯片一般自损会有0.5W到1W,而日光灯管电源不过就是10W左右。所以不可能再往上走。现在电源效率这个东西很虚,很多人都是吹,实际根本达不到。

常见有些人说什么3W的电源效率做到百分之八十五了,而且还是隔离型的。告诉大家,即便是跳频模式的,空载功耗最小,也要0.3W,还什么输出3W低压,能到百分之八十五,其实有百分之七十算很好了,反正现在很多人吹牛不打草稿,可以忽悠住外行,不过现在做LED的懂电源的也不多。

我说过,要效率高,首先就要做非隔离的,然后输出规格还要高压小电流,可以省去功率元件的导通损耗,所以象这种LED电源的主要损耗,一就是芯片自有损耗,这个损耗一般有零点几W到一W的样子,还有一个就是开关损耗了,用MOS做开关管可以显著减小这个损耗,用三极管开关损耗就大很多。所以尽量不要用三极管。还有就是做小电源,最好不要太省,不要用RCC,因为RCC电路一般的厂家根本做不好质量,其实现在芯片也便宜,普通的开关电源芯片,集成MOS管的,最多不过两元钱,没必要省那么一点点,RCC只省点材料费,实际上加工返修等费用更高,到头到反而得不偿失的那样。

降压式电源的基本结构就是将电感和负载串入300V高压中,开关管开关的时候,负载即实现了低于300V的电压,具体的电路很多,网上也很多,我也不画图再说了。现在9910,还有一般的市场上的恒流IC基本都是用这种电路来实现的。但这种电路就是开关管击穿的时候,整个LED灯板就玩完,这应该算是最不好的地方了。因为当开关管击穿的时候,整个300V的电压就加在灯板上,本来灯板只能承受一百多伏电压,现在成了三百伏了,这种情况一发生。LED肯定要烧掉。所以很多人说非隔离的不安全,其实就是说降压的,只是因为一般非隔离的绝大多数是降压的,所以认为非隔离的损坏一定要坏 LED。其实另外两种基本的非隔离结构,电源损坏,不会影响LED的。

降压式电源要设计成高压小电流,效率才能高,细说一下,为什么?因为高压小电流,可以让开关管电流的脉宽大一些,这样峰值电流就小一些,还有就是,对电感的损耗也小一些,通过电路结构就可以知道,电路不方便画,具体也难以再叙述下去了。就随便总结一下,降压电源的好处是,适合于220高压输入使用,以使得功率器件承受的电压应力小,适合做大电流输出,比如做100MA电流,比后两种方式来的轻松,效率要高。效率算比较高的,对电感的损耗较小,但对开关管损耗大一些,因为所有经过负载的功率必须要经过开关管传输,但输出的功率,只有一部分经过电感,如300V输入,120V输出的降压型电源,只有 180V的部分要经过电感,120V的部分是直接导通进入负载的,所以说对电感损耗比较小,但输出的功率,全部要经过开关管转化。

分解两种恒流控制方式

下面要说的是,两种恒流控制模式的开关电源,从而产生两种做法。这两种做法,无论是原理,还是器件应用,还是性能差别,相当都较大。

首先说原理。第一种以现在恒流型LED专用IC为代表,主要如9910系列,AMC7150,凡是现在打LED恒流驱动IC的牌子基本都是这种,且叫他恒流IC型的吧。但我认为这种所谓恒流IC做恒流,效果却不怎么好。其控制原理相对来说较简单,就是在电源工作的原边回路,设定一个电流阀值,当原边MOS导通,此时电感的电流是线性上升的,当上升到一定值的时候,达到这个阀值,就关断电流,下一周期再由触发电路触发导通。其实此种恒流应该是一种限流,我们知道,当电感量不同的时候,原边电流的形状是不同的,虽然有相同的峰值,但电流平均值不同。因此,象这种电源一般就是批量生产时,恒流大小的一致性不太好控制。还有就是此种电源有一个特点,一般是输出电流是梯形的,即波动式电流,输出一般是不用电解平滑的,这也是一个问题,如果电流峰值过大,会对LED产生影响。如果电源的输出级没有并电解来平滑电流的那种电源,基本上都属此类。即判断是否是这种控制方式,就看其输出有没有并上电解滤波了。这种恒流我原来一直叫其为假恒流,因为其本质就是一种限流,并不是经过运放比较,而得到的恒流值。

第二种恒流方式,应该可以叫做开关电源式的。这种控制方式和开关电源的恒压控制方式相似。大家都知道用TL431做恒压吧,因为其内部有一个2.5伏的基准,然后用电阻分压方式。当输出电压高一点的时候,或低一点的时候,就产生一个比较电压,经过放大,去控制PWM信号,所以此种控制方式可以很精确的控制电压。这种控制方式,需要一个基准,还需要一只运放,如果基准够准,运放放大倍数够大,那么就定的很准。同样的,做恒流,就是需要一个恒流基准,一个运放,用电阻过流检测,作为信号,然后用这个信号放大,去控制PWM,可惜现在就是不太好找到很准的基准信号,常用的有三极管,这个做基准温漂大,还有就是可以拿二极管约1V的导通值做基准,这样的也可以,可都不高,最好的是用运放加TL431当基准,但电路复杂。但这样做的恒流电源,恒流精确度还是好控制的多。而这种模式控制的恒流,其输出一定得加电解滤波,所以输出电源是平滑直流,不是脉动的,脉动的话就没法取样了。所以要判定是哪种只要看其输出是否有电解就行了。

两种恒流控制模式决定了使用两类不同的器件,一是从而决定了两种电路器件使用不同,性能的不同,成本亦不同。以9910系列为代表的恒流型控制IC 做的LED电源,实际是限流,控制较简单,严格的说起来,其不属于开关电源控制的主流模式,开关电源控制的主流模式是一定要有基准和运放的。但这种IC出来就只能用于LED,很难用于其它的东西,只是因为LED对纹波要求极低。但因为是只用于LED,所以现在价格较高。基本就是使用9910加MOS管制作,输出无电解,一般我看很多人就是用工字电感做功率转换电感的。这种电源,一般厂家的芯片资料上有出图,基本都是降压式。我也不多说了,精于此道的人比我多的多。

二是以我为代表的,即是开关电源控制模式的恒流驱动器。这种,就是以普通的开关电源芯片为核心转换器件,这种芯片很多,如PI的TNY系列,TOP系列,ST的VIPER12,VIPER22,仙童的 FSD200等,甚至只用三极管或是MOS管的RCC等,都可以做。好处是成本低,可靠性也不错。因为普通的开关电源芯片不但价格好,而且都是经过大量使用的经典产品。象这种IC其实一般集成了MOS管,比9910外加MOS方便,但控制方式复杂一些,需要外加恒流控制器件,可以用三极管,或是运放。磁性元件可以用工字电感,亦可用带气隙的高频变压器。

关于此种电源的要求和电路结构的问题

我的看法是,因为电源要内置在灯里,而发热是LED光衰最大的杀手,所以发热一定要小,就是效率一定得高。当然得有高效率的电源。对于T8一米二长的那种灯,最好是不要用一支电源,而是用二支,两端各一只,将热量分散。从而不使热量集中在一个地方。

电源的效率主要取决于电路的结构和所用的器件。先说电路结构,有些人还说要隔离电源,我想绝对是没必要的,因为这种东西本来就是置于灯体内部,人根本摸不到。没必要隔离,因为隔离电源的效率比不隔离效率要低,第二是,最好输出要高电压小电流,这样的电源才能把效率做高。现在普遍用到的是,BUCK电路,即降压式电路。最好是把输出电压做到一百伏以上,电流定在100MA上那样,如驱动一百二十只,最好是三串,每串四十只,电压就是一百三十伏,电流 60MA。

这种电源用的很多,本人只是认为有一点不好,如果开关管失控通咱,LED会玩完。现在LED这么贵。我比较看好升压式电路,此种电路的好处,我反复的说过,一是效率较降压式的高些,二是电源坏了,LED灯不会坏。这样能确保万无一失,如果烧坏一个电源,只是损失几块钱,烧一个LED日光灯,就会赔掉上百元的成本。所以我一直首推还是升压式的电源。

还有就是,升压式电路,很容易把PF值作高,降压式的就麻烦一些。我绝对升压式电路用于LED日光灯的好处还是有压倒性的强于降压式的。只是有一年缺点,就是在220V市电输入情况下,负载范围比较窄,一般只能适用于100至140个一串或两串LED,对于少于此数的,或是夹在中间的,却用起来不方便。不过现在做LED日光灯的,一般60CM长那种都是用100至140,一米二的那种,一般就是用二百到二百六那样,使用起来还是可以的。所以现在LED日光灯一般使用的是不隔离降压电路,还有不隔离升压电路。

我是做开关电源的,原来做过适配器,充电器,铁壳开关电源。后来做LED电源,最初是做些1W,3W的大功率LED驱动器,但后来做的少了。原因很简单,没有市场。我发现大功率LED恒流电源,只要其功率超过5W,基本就没有市场,只能是打样。因为LED太贵。这也算给同行做电源的朋友提个醒,这是我的经验之谈。

不知有多少人失足于大功率LED,大功率LED雷声大,雨点小,害的不少在这一块痛失老本。还是小功率LED市场好一点。不过也不行,现在小功率LED驱动器,被阻容降压电源占去大部分江山。恒流形的开关电源驱动小功率LED,好是好,就是很多人接受不了其成本。

我爱用变压器,因为电感的成本虽然很低,但我觉得其带负载能力不行,再者调节感量也不灵活。所以我觉得比较好的器件选择是,普通的集成MOS的开关电源芯片加高频变压器,从性能,成本上,都是最理想的选择,不需要去用什么恒流IC,那种东西,又不好用,又贵。

可靠性,恒流精度都很好,价格才五元钱,但不少人还是嫌贵,因为他们拿它和一元钱的阻容降压电源去比较,当然这二者根本没法比。我做的开关电源里面,有一个集成MOS的开关电源芯片,还有一个变压器。这二者的成本就是放在那里的,当然性能也是放在那里的。但我相信,最终小功率 LED恒流驱动器会将阻容降压电源淘汰掉。因为消费者会慢慢趋于理性,一个阻容降压电源做出来的灯具,几乎是没有什么实用价值的,只能当个摆设和玩具,如果LED真的进入了通用照明领域,阻容降压电源根本无法胜任。我可以料到将来的情况会是,随着LED性能的提高,价格的降低,电源成本也将会成为LED灯具成本的相当重要的一部分。真正的灯具,阻容降压根本不能胜任。阻容降压电源大行其道,只是一个过渡,最终还是恒流型电源为正宗。

我目前还是看好小功率的LED灯具。小功率LED灯,目前主要是光衰太大,价格也不够理想。但现在用于普通照明还是比大功率有优势。我认为小功率LED灯具进入通用照明领域,和节能灯一较高下,会是五年之内的事。而大功率LED进入通用照明,则肯定是五年以外的事。所以现在我专注于小功率LED的研发和制作。我注意到现在小功率LED应用于通用照明的灯具主要有LED台灯,LED蜂窝灯,还有LED日光灯。尤其是LED日光灯,从07年下半年开始,很多人开始研发,可以说热的不得了。基本上现在找我的人里十个有八个都是做这个的,所以我也做就开始做LED日光灯的电源,做了一段时间,所以在此说一下这种电源的研发和制作的大致方法和原则。以上算是个人所体会到的吧。

最后说一下,区别这两种电源,一个最重要的方法,就是看其输出是否有电解电容作滤波

关于供电问题——不管是做限流型恒流控制的电源,还是运放控制的恒流电源,都要解决供电问题。即开关电源芯片工作 的时候是需要一个相对稳定的直流电压为其芯片供电的,芯片的工作电流从一个MA到几个MA不等。有一种象FSD200,NCP1012,和HV9910,此种芯片是高压自馈电的,用起来是方便,但高压馈电,造成IC热量的上升,因为IC要承受约300V的直流电,只要稍有一点电流,就算一个MA,也有零点三瓦的损坏耗了。一般LED电源不过十瓦左右,损失零点几瓦以下就可以将电源的效率拉下几个点。还有就是典型象QX9910。,用电阻下拉取电,这样,损耗就在电阻上,大约也得损失它零点几瓦吧。还有就是磁耦合,就是用变压器,在主功率线圈上加一个绕组,就象反激电源的辅助绕组一样,这样可以避免损掉这零点几瓦的功率。这也是我为什么不隔离电源还要用变压器的原因之一,就是为了避免损失那零点几瓦的功率,将效率提几个点。

对高PF LED日光灯电源,大电流的LED日光灯电源的看法

个人认为这些做法有很多时候实在是舍本逐末而已。现在先请问一下LED相对于传统灯具的优势在哪,第一,节能,第二长寿,然后是不怕开关,对吧。但是现在使用的高PF的方法,均是使用无源填谷PF电路,由原来的驱动方式,即48串,6并改为,24串12并,这样的话,在220V情况下,效率会降下五个百分点左右,于是LED日光灯电源,发热量更高了,灯珠也会受到一点影响。

还有一个问题,就是,24串12并的做法,会让LED日光灯灯珠的布线变的很难受,不好布线了。我看,最好的方式还是48串一串方式好,主要是效率高,发热小,而且布线容易,不复杂。

更有甚者,现在还有人提出什么24并,12串,这种方式只适合用于隔离电源,不隔离电源根本不适用。更有些不懂电源常识的人觉得自己非隔离电源做到恒流600MA输出就好牛X了,其实他都没有自己仔细的放在灯管里试过,象这种不热爆了才怪。

所以说,现在搞什么低压大电流做LED日光灯电源,实是舍本求末的做法。

关于外形

现在LED日光灯电源,做灯的厂家普遍要求放在灯管内,如放T8灯管内。很少一部分外置。不知道为什么都要这样。其实内置电源又难做,性能也不好。但不知道为什么还有这么多人这样要求。可能都是随风倒吧。外置电源应该说是更科学,更方便才对。但我也不得不随风倒,客户要什么,我就做什么。但做内置电源,有相当难度哦。因为外置的电源,形状基本没有要求,想做多大做多大,想做成什么形状也没关系。内置电源,只能做成两种,一种是用的最多的,就是说放在灯板下面,上面放灯板,下面是电源,这样就要求电源做的很薄,不然装不进。而且这样只能把元件倒下,电源上的线路也只有加长。我认为这样不是个好办法。不过大家普遍喜欢这样搞。我就搞。还有就是用的少一些,放两端的,即放在灯管两头,这样好做些,成本也低些。我也有做过,基本就是这两种内置形状了。

相关阅读:
电源人必看:LED驱动电源知识大全(一)
电源人必看:LED驱动电源知识大全(二)

本文转载自:电源研发精英圈
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:cathy@eetrend.com 进行处理。

围观 13

页面