开关电源是一种应用功率半导体器件并综合电力变换技术、电子电磁技术、自动控制技术等的电力电子产品。因其具有功耗小、效率高、体积小、重量轻、工作稳定、安全可靠以及稳压范围宽等优点,而被广泛应用于计算机、通信、电子仪器、工业自动控制、国防及家用电器等领域。但是开关电源瞬态响应较差、易产生电磁干扰,且EMI信号占有很宽的频率范围,并具有一定的幅度。这些EMI信号经过传导和辐射方式污染电磁环境,对通信设备和电子仪器造成干扰,因而在一定程度上限制了开关电源的使用。

开关电源产生电磁干扰的原因

电磁干扰 (EMI,Electromagneticlnterference)是一种电子系统或分系统受非预期的电磁扰动造成的性能损害。它由三个基本要素组成:干扰源,即产生电磁干扰能量的设备;藕合途径,即传输电磁干扰的通路或媒介;敏感设备,即受电磁干扰而被损害的器件、设备、分系统或系统。基于此,控制电磁干扰的基本措施就是:抑制干扰源、切断祸合途径及降低敏感设备对干扰的响应或增加电磁敏感性电平。

根据开关电源工作原理知:开关电源首先将工频交流电整流为直流电,再逆变为高频交流电,最后经过整流滤波输出,得到稳定的直流电压。在电路中,功率三极管、二极管主要工作在开关管状态,且工作在微秒量级;三极管、二极管在开一闭翻转过程中,在上升、下降时间内电流变化大、易产生射频能量,形成干扰源。同时,由于变压器的漏感和输出二极管的反向恢复电流造成的尖峰,也会形成潜在的电磁干扰。

开关电源通常工作在高频状态,频率在02 kHz以上,因而其分布电容不可忽略。一方面散热片与开关管的集电极间的绝缘片,由于其接触面积较大,绝缘片较薄,因此,两者间的分布电容在高频时不能忽略,高频电流会通过分布电容流到散热片上,再流到机壳地,产生共模千扰;另一方面脉冲变压器的初次级之间存在着分布电容,可将初级绕组电压直接祸合到次级绕组上,在次级绕组作直流输出的两条电源线上产生共模干扰。

因此 , 开关电源中的干扰源主要集中在电压、电流变化大,如开关管、二极管、高频变压器等元件,以及交流输入、整流输出电路部分。

抑制开关电源电磁干扰的措施

通常开关电源EMI控制主要采用滤波技术、屏蔽技术、密封技术、接地技术等。EMI干扰按传播途径分为传导干扰和辐射干扰。开关电源主要是传导干扰,且频率范围最宽,约为10kHz一30MHz。抑制传导干扰的对策基本上10kHz一150kHz、150kHz一10MHz、10MHz以上三个频段来解决。10kHz一150kHz范围内主要是常态干扰,一般采用通用LC滤波器来解决。150kHz一10 MHz范围内主要是共模干扰,通常采用共模抑制滤波器来解决。10MHz以上频段的对策是改进滤波器的外形以及采取电磁屏蔽措施。

采用交流输入EMI滤波器

通常干扰电流在导线上传输时有两种方式:共模方式和差模方式。共模干扰是载流体与大地之间的干扰:干扰大小和方向一致,存在于电源任何一相对大地、或中线对大地间,主要是由du/dt产生的,di/dt也产生一定的共模干扰。而差模干扰是载流体之间的干扰:干扰大小相等、方向相反,存在于电源相线与中线及相线与相线之间。干扰电流在导线上传输时既可以共模方式出现,也可以差模方式出现;但共模干扰电流只有变成差模干扰电流后,才能对有用信号构成干扰。

交流电源输人线上存在以上两种干扰,通常为低频段差模干扰和高频段共模干扰。在一般情况下差模干扰幅度小、频率低、造成的干扰小;共模干扰幅度大、频率高,还可以通过导线产生辐射,造成的干扰较大。若在交流电源输人端采用适当的EMI滤波器,则可有效地抑制电磁干扰。电源线EMI滤波器基本原理如图1所示,其中差模电容C1、C2用来短路差模干扰电流,而中间连线接地电容C3、C4则用来短路共模干扰电流。共模扼流圈是由两股等粗并且按同方向绕制在一个磁芯上的线圈组成。如果两个线圈之间的磁藕合非常紧密,那么漏感就会很小,在电源线频率范围内差

模电抗将会变得很小;当负载电流流过共模扼流圈时,串联在相线上的线圈所产生的磁力线和串联在中线上线圈所产生的磁力线方向相反,它们在磁芯中相互抵消。因此即使在大负载电流的情况下,磁芯也不会饱和。而对于共模干扰电流,两个线圈产生的磁场是同方向的,会呈现较大电感,从而起到衰减共模干扰信号的作用。这里共模扼流圈要采用导磁率高、频率特性较佳的铁氧体磁性材料。

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图1 电源线滤波器基本电路图

利用吸收回路改善开关波形

开关 管 或 二极管在开通和关断过程中,由于存在变压器漏感和线路电感,二极管存储电容和分布电容,容易在开关管集电极、发射极两端和二极管上产生尖峰电压。通常情况下采用RC/RCD吸收回路,RCD浪涌电压吸收回路如图2所示。

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图2 RCD浪涌电压吸收回路

当吸收回路上的电压超过一定幅度时,各器件迅速导通,从而将浪涌能量泄放掉,同时将浪涌电压限制在一定的幅度。在开关管集电极和输出二极管的正极引线上串接可饱和磁芯线圈或微晶磁珠,材质一般为钴(Co),当通过正常电流时磁芯饱和,电感量很小。一旦电流要反向流过时,它将产生很大的反电势,这样就能有效地抑制二极管VD的反向浪涌电流。

利用开关频率调制技术

频率控制技术是基于开关干扰的能量主要集中在特定的频率上,并具有较大的频谱峰值。如果能将这些能量分散在较宽的频带上,则可以达到降低于扰频谱峰值的目的。通常有两种处理方法:随机频率法和调制频率法。

随机频率法是在电路开关间隔中加人一个随机扰动分量,使开关干扰能量分散在一定范围的频带中。研究表明,开关干扰频谱由原来离散的尖峰脉冲干扰变成连续分布干扰,其峰值大大下降。

调制频率法是在锯齿波中加人调制波(白噪声),在产生干扰的离散频段周围形成边频带,将干扰的离散频带调制展开成一个分布频带。这样,干扰能量就分散到这些分布频段上。在不影响变换器工作特性的情况下,这种控制方法可以很好地抑制开通、关断时的干扰。

采用软开关技术

开关电源的干扰之一是来自功率开关管通/断时的du/dt,因此,减小功率开关管通/断的du/dt是抑制开关电源干扰的一项重要措施。而软开关技术可以减小开关管通/断的du/dt。

如果 在 开 关电路的基础上增加一个很小的电感、电容等谐振元件就构成辅助网络。在开关过程前后引人谐振过程,使开关开通前电压先降为零,这样就可以消除开通过程中电压、电流重叠的现象,降低、甚至消除开关损耗和干扰,这种电路称为软开关电路。

根据上述原理可以采用两种方法,即在开关关断前使其电流为零,则开关关断时就不会产生损耗和干扰,这种关断方式称为零电流关断;或在开关开通前使其电压为零,则开关开通时也不会产生损耗和干扰,这种开通方式称为零电压开通。在很多情况下,不再指出开通或关断,仅称零电流开关和零电压开关,基本电路如图3和图4所示。

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图3 零电压开关谐振电路

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图4 零电流开关谐振电路

通常采用软开关电路控制技术,结合合理的元器件布局及印制电路板布线、接地技术,对开关电源的EMI干扰具有一定的改善作用。

采用电磁屏蔽措施

一般采用电磁屏蔽措施都能有效地抑制开关电源的电磁辐射干扰。开关电源的屏蔽措施主要是针对开关管和高频变压器而言。开关管工作时产生大量的热量,需要给它装散热片,从而使开关管的集电极与散热片间产生较大的分布电容。因此,在开关管的集电极与散热片间放置绝缘屏蔽金属层,并且散热片接机壳地,金属层接到热端零电位,减小集电极与散热片间藕合电容,从而减小散热片产生的辐射干扰。针对高频变压器,首先应根据导磁体屏蔽性质来选择导磁体结构,如用罐型铁芯和El型铁芯,则导磁体的屏蔽效果很好。变压器外加屏蔽时,屏蔽盒不应紧贴在变压器外面,应留有一定的气隙。如采用有气隙的多层屏蔽物时,所得的屏蔽效果会更好。另外,在高频变压器中,常常需要消除初、次级线圈间的分布电容,可沿着线圈的全长,在线圈间垫上铜箔制成的开路带环,以减小它们之间的祸合,这个开路带环既与变压器的铁芯连接,又与电源的地连接,起到静电屏蔽作用。如果条件允许,对整个开关电源加装屏蔽罩,那样就会更好地抑制辐射干扰。

结束语

随着开关电源的体积越来越小、功率密度越来越大,EMI控制问题成为开关电源稳定性的一个关键因素。由上述分析可知,采用EMI滤波技术、屏蔽技术、密封技术及接地技术等,可以有效地抑制、消除干扰源及受扰设备之间的祸合和辐射,切断电磁干扰的传播途径,从而提高开关电源的电磁兼容性。

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文/陈颧 武汉职业技术学院电子信息工程系
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发现这些细节,拯救电路很多人都一样,我们很多工程师在完成一个项目后,发现整个项目大部分的时间都花在“调试检测电路整改电路”这个阶段,也正是这个阶段,很多项目没有办法进行下去,停滞在那边。想要快速完成项目,摆脱实验调试时的烦闷,苦恼不知道问题出在哪里,那就快点了解下面这些电路设计中的细节!

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(1)为了获得具有良好稳定性的反馈电路,通常要求在反馈环外面使用一个小电阻或扼流圈给容性负载提供一个缓冲。

(2)积分反馈电路通常需要一个小电阻(约560欧)与每个大于10pF的积分电容串联。

“”

(3)在反馈环外不要使用主动电路进行滤波或控制EMC的RF带宽,而只能使用被动元件(最好为RC电路)。仅仅在运放的开环增益比闭环增益大的频率下,积分反馈方法才有效。在更高的频率下,积分电路不能控制频率响应。

(4)为了获得一个稳定的线性电路,所有连接必须使用被动滤波器或其他抑制方法(如光电隔离)进行保护。

(5)使用EMC滤波器,并且与IC相关的滤波器都应该和本地的0V参考平面连接。

(6)在外部电缆的连接处应该放置输入输出滤波器,任何在没有屏蔽系统内部的导线连接处都需要滤波,因为存在天线效应。另外,在具有数字信号处理或开关模式的变换器的屏蔽系统内部的导线连接处也需要滤波。

(7)在模拟IC的电源和地参考引脚需要高质量的RF去耦,这一点与数字IC一样。但是模拟IC通常需要低频的电源去耦,因为模拟元件的电源噪声抑制比(PSRR)在高于1KHz后增加很少。在每个运放、比较器和数据转换器的模拟电源走线上都应该使用RC或LC滤波。电源滤波器的拐角频率应该对器件的PSRR拐角频率和斜率进行补偿,从而在整个工作频率范围内获得所期望的PSRR。

“”

(8)对于高速模拟信号,根据其连接长度和通信的最高频率,传输线技术是必需的。即使是低频信号,使用传输线技术也可以改善其抗干扰性,但是没有正确匹配的传输线将会产生天线效应。

(9)避免使用高阻抗的输入或输出,它们对于电场是非常敏感的。

“”

(10)由于大部分的辐射是由共模电压和电流产生的,并且因为大部分环境的电磁干扰都是共模问题产生的,因此在模拟电路中使用平衡的发送和接收(差分模式)技术将具有很好的 EMC效果,而且可以减少串扰。平衡电路(差分电路)驱动不会使用0V参考系统作为返回电流回路,因此可以避免大的电流环路,从而减少RF辐射。

(11)比较器必须具有滞后(正反馈),以防止因为噪声和干扰而产生的错误的输出变换,也可以防止在断路点产生振荡。不要使用比需要速度更快的比较器(将dV/dt保持在满足要求的范围内,尽可能低)。

(12)有些模拟IC本身对射频场特别敏感,因此常常需要使用一个安装在PCB上,并且与 PCB的地平面相连接的小金属屏蔽盒,对这样的模拟元件进行屏蔽。

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围观 4

引言

估计很多新手工程师在设计开关电源计算变压器时发现,把电源的开关频率提高后变压器磁芯更加不容易饱和,或者说可以用更小的磁性做出同样功率的电源,甚至在想把开关频率无限制提高来无限制缩小变压器的体积。

但实际上一般开关电源的频率都不会特别高,也不可能使频率无限提高,其中到底有哪些原因?请看下文!

器件限制、损耗、EMI、PCB布局难度提升等问题都是制约开关频率无限提升的因素,下面稍微展开来讲一下!

1、器件的限制

对于一个开关管来说,在实际应用中,不是给个驱动就开,驱动撤掉就关了。它有开通延迟时间(td(on)),上升时间(tr),关断延迟时间(td(off)),下降时间tf,对应的波形如下:

“1”

通俗的讲,开关管开通关断不是瞬间完成的,需要一定的时间,开关管本身的开关时间就限制了开关频率的提升。
曾经笔者在delta用在3kW的逆变器上的一款600V的coolmos为例。看看这些具体的开关时间是多少

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那么对于这个mos管来说,它的极限开关频率(在这种极限情况下,mos管刚开通就关断)fs=1/(16+12+83+5)ns=8.6MHz,当然,在实际应用中,由于要调节占空比,不可能让开关管一开通就关断,所以实际的极限频率是远低于8.6MHz的,所以器件本身的开关速度是限制开关频率的一个因素。

2、开关损耗

当然,随着器件的进步,开关管开关的速度越来越快,尤其是在低压小功率场合,如果仅考虑器件本身的开关速度,开关频率可以run得非常高,但实际并没有,限制就在开关损耗上面。
下面给出开关管实际开通的时候对应的波形图

“3”

可以看到,开关管每开通一次,开关管DS的电压(Vds)和流过开关管的电流(Id)会存在交叠时间,从而造成开通损耗,关断亦然。假设每次开关管每开关一次产生的能量损耗是一定的,记为Esw,那么开关管的开关损耗功率就为Psw=Esw*fs,显然,开关频率越高,开关损耗越大。5M开关频率下开关损耗比500K要大10倍,这对于重视效率的开关电源来说,显然是不可接受的。所以,开关损耗是限制开关频率的第二因素。

开关损耗确实是限制因素之一,但是氮化镓器件的推出已经让开关损耗在1-3Mhz这个范围内变得可以接受,我下面附一张图片,这是三家公司推出的650V的GaN device,可以看出最好的管子开通损耗已经4uJ,关断损耗在8uJ(测试条件在400V, 12A),甚至有家公司的650V的管子基本可以和Transphorm平齐。而同电压电流等级的硅器件很多管子都还在以mJ为单位。

“4”

下面在贴出一张低压氮化镓和硅器件的比较,可以看出,总体来说,驱动损耗也会变得很小。

“5”

还有一点很重要,宽禁带半导体的工作结温很高,以目前的工艺来说,Sic的结温可以工作到200°,氮化镓可以工作到150°。而硅器件呢,我觉得最多100°就不得了。结温高,意味着相同损耗下,需要给宽禁带半导体设计的散热器表面积要小很多,何况宽禁带半导体的损耗本身还小。

是开关频率的提高,往往只能使用QFN或者其他一些表贴器件减少封装寄生参数,这给散热系统带来了极大的挑战,原来To封装可以加散热器,减少到空气对流的热阻,而现在不行了。所以如果想在高频下工作,第一问题就是解决散热,把高开关损耗导出去,尤其是在kW级别,散热系统非常重要。现在学界解决这个问题的手段偏向于把器件做成独立封装,采用一种叫DCB的技术,用陶瓷基板散热,器件从陶瓷上表面到下表面的热阻基本为0.4°C/W(有些人也用metal core PCB, 但是要加绝缘层,热阻一般在4°C/W),而FR4为20°C/W。

“6”

半导体不断在发展,开关损耗也在显著下降,而封装越来越小,现在来看,我们要做的是怎么把那些热量从那么小的表贴封装下散出去。

3、磁元件损耗

绕组的趋肤效应和临近效应。在变压器的高频工作时,影响更加严重。会引起较大的绕组涡流耗损,当然开关频率提高,绕组的匝数会降低。相应的绕组交流阻抗变大了,但是绕线长度减少了。问题貌似也不会很大,谐振半桥应用,我们经常会选200KHZ的频率。这样磁性元件的体积和耗损,是一个比较合适的范围。

“7”

变压器的铁损主要由变压器涡流损耗产生,如下图所示,给线圈加载高频电流时,在导体内和导体外产生了变化的磁场垂直于电流方向(图中1→2→3和4→5→6)。根据电磁感应定律,变化的磁场会在导体内部产生感应电动势,此电动势在导体内整个长度方向(L面和N面)产生涡流(a→b→c→a和d→e→f→d),则主电流和涡流在导体表面加强,电流趋于表面,那么,导线的有效交流截面积减少,导致导体交流电阻(涡流损耗系数)增大,损耗加大。

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如下图所示,变压器铁损是和开关频率的kf次方成正比,又与磁性温度的限制有关,所以随着开关频率的提高,高频电流在线圈中流通产生严重的高频效应,从而降低了变压器的转换效率,导致变压器温升高,从而限制开关频率提高。

“9”

4、软开关的困难

题主提到了软开关,没错,软开关确实是解决开关损耗的有力手段。而在各种研究软开关的paper上,提出了无数种让人眼花缭乱的软开关方案,似乎软开关能解决一切问题。但是实际工程应用和理论分析不同,实际工程追求的是低成本,高效率,高可靠性,那些需要添加一堆辅助电路,或者要非常精确控制的软开关方案在实际工程中其实都是不太被看好的,所以即使到现在,在工业界最常应用软开关的拓扑也只要移相全桥和一些谐振的拓扑(比如LLC),至于题主提到的flyback,没错,我也听说过有准谐振的flyback(但没研究过),但即使有类似的方案,对于能不能真正工程应用,题主也需要从我上面提到的几个问题去考量一下。
ps,对于小功率高频电源,现在class E非常火,我觉得它火的原因就是电路简单,所以才能被工业界接受,题主有兴趣可以去研究下。

5、高频化带来的一系列问题

假设上面的一系列问题都解决了,真正做到高频化还需要解决一系列工程上的问题,比如在高频下,电路的寄生参数往往会严重影响电源的性能(如变压器原副边的寄生电容,变压器的漏感,PCB布线之间的寄生电感和寄生电容等等),造成一系列电压电流波形震荡和EMI的问题,如何消除寄生参数的影响,甚至进一步地,如何利用寄生参数为电路服务,都是有待研究的问题。

ps,对于高频化应用的实际工程应用的问题,还有很重要的一块是高频驱动电路的设计。

当然,随着新器件(SiC, GaN)的兴起,开关电源高频化的研究方兴未艾,开关电源的高频化一定是趋势,而且有望给电力电子带来又一次革命。让我们拭目以待。

6、EMI和干扰,PCB布局难度增大

在我接触EMI前,很多老工程师以他们有丰富的EMI调试经验来鄙视我们这些菜鸟,搞的我一直以为EMI是门玄学,也有很多人动不动就拿EMI出来吓人。我想说EMI确实很难理解,很难有精确的纸面设计,但是通过研究我们还是能知道大概趋势指导设计,而不是一些工程嘴里完全靠trial and error的流程。我先给出结论,EMI确实和开关频率不成线性关系,某些开关频率下,EMI滤波器的转折频率较高,但是总体趋势而言,是开关频率越高,EMI体积越小!
我知道很多人可能开始喷我了,怎么可能,di/dt和dv/dt都大了,怎么可能EMI滤波体积还小了。我想说一句,共模和差模滤波器的没有区别,相同的截止频率下,高频的衰减更大!就算你高频下共模噪声越大,但是你的记住,这个频率下LC滤波器的衰减更大,想想幅频曲线吧。为了说明这个结论,我给出一些定量分析结果。这些EMI分析均基于AC/DC三相整流,拓扑为维也纳整流。我分别给出了1Mhz和500Khz的共模噪声,可以看出,500khz共模滤波器需要的截止频率为19.2kHz,1MHz为31.2kHz。

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这张图给出了不同频率下共模和差模滤波器转折频率的关系,可以看出,一些低频点EMI滤波器体现出了非常好的特性。例如70Khz,140Khz。而这两个开关频率是工业界常用的两个开关频率,非常讨巧,因为EMI噪声测试是150KHz到30MHz。不过这个也与拓扑有关。

假设上述的功率器件损耗解决了,真正做到高频还需要解决一系列工程问题,因为在高频下,电感已经不是我们熟悉的电感,电容也不是我们已知的电容了,所有的寄生参数都会产生相应的寄生效应,严重影响电源的性能,如变压器原副边的寄生电容、变压器漏感,PCB布线间的寄生电感和寄生电容,会造成一系列电压电流波形振荡和EMI问题,同时对开关管的电压应力也是一个考验。

7、小结

不是开关频率越高,功率密度就越高,目前这个阶段来说真正阻碍功率密度提高的是散热系统和电磁设计(包括EMI滤波器和变压器)和功率集成技术。

慎重选择开关频率,开关频率会极大的影响整个变化器的功率密度,而且针对不同器件,拓扑,最佳的开关频率是变化的。

高频确实产生很多很难解决的干扰问题,往往要找到干扰回路,然后采取一些措施。

为了继续维持电力电子变换器功率密度的增长趋势,高频肯定是趋势。只是针对高频设计的电力电子技术很不成熟,相关配套芯片没有达到要求,一些高频的电磁设计理论不完善和精确,使用有限元软件分析将大大增加开发周期。

要提高开关电源产品的功率密度,首先考虑的是提高其开关频率,能有效减小变压器、滤波电感、电容的体积,但面临的是由开关频率引起的损耗,而导致温升散热设计难,频率的提高也会导致驱动、EMI等一系列工程问题。

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围观 12

目前,开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备,是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。设计开关电源并不是如想象中那么简单,特别是对刚接触开关电源研发的童鞋来说,他的外围电路就很负责,其中使用的元器件种类繁多,性能各异。要想设计出性能高的开关电源就必须弄懂弄通开关电源中各元器件的类型及主要功能。本文将总结出这部分知识。 开关电源外围电路中使用的元器件种类繁多,性能各异,大致可分为通用元器件、特种元器件两大类。开关电源中通用元器件的类型及主要功能如下:

一、 电阻器:

1. 取样电阻—构成输出电压的取样电路,将取样电压送至反馈电路。
2. 均压电阻—在开关电源的对称直流输入电路中起到均压作用,亦称平衡电阻。
3. 分压电阻—构成电阻分压器。
4. 泄放电阻—断电时可将电磁干扰(EMI)滤波器中电容器存储的电荷泄放掉。
5. 限流电阻—起限流保护作用,如用作稳压管、光耦合器及输入滤波电容的限流电阻。
6. 电流检测电阻—与过电流保护电路配套使用,用于限制开关电源的输出电流极限。
7. 分流电阻—给电流提供旁路。
8. 负载电阻—开关电源的负载电阻(含等效负载电阻)。
9. 最小负载电阻—为维持开关电源正常工作所需要的最小负载电阻,可避免因负载开路而导致输出电压过高。
10. 假负载—在测试开关电源性能指标时临时接的负载(如电阻丝、水泥电阻)。
11. 滤波电阻—用作LC型滤波器、RC型滤波器、π型滤波器中的滤波电阻。
12. 偏置电阻—给开关电源的控制端提供偏压,或用来稳定晶体管的工作点。
13. 保护电阻—常用于RC型吸收回路或VD、R、C型钳位保护电路中。
14. 频率补偿电阻—例如构成误差放大器的RC型频率补偿网络。
15. 阻尼电阻—防止电路中出现谐振。

二、 电容器:

1. 滤波电容—构成输入滤波器、输出滤波器等。
2. 耦合电容—亦称隔直电容,其作用时隔断直流信号,只让交流信号通过。
3. 退藕电容—例如电源退藕电容,可防止产生自激振荡。
4. 软启动电容—构成软启动电路,在软启动过程中使输出电压和输出电流缓慢地建立起来。
5. 补偿电容—构成RC型频率补偿网络。
6. 加速电容—用于提高晶体管的开关速度。
7. 振荡电容—可构成RC型、LC型振荡器。
8. 微分电容—构成微分电路,获得尖脉冲。
9. 自举电容—用于提升输入级的电源电压,亦可构成电压前馈电路。
10. 延时电容—与电阻构成RC型延时电路。
11. 储能电容—例如极性反转式DC/DC变换器中的泵电容。
12. 移相电容—构成移相电路。
13. 倍压电容—与二极管构成倍压整流电路。
14. 消噪电容—用于滤除电路中的噪声干扰。
15. 中和电容—消除放大器的自激振荡。
16. 抑制干扰的电容器—在EMI滤波器中,可分别滤除串模和共模干扰。
17. 安全电容—含X电容和Y电容。
18. X电容—能滤除由一次绕组、二次绕组耦合电容器产生的共模干扰,可为从一次侧耦合到二次侧的干扰电流提供回流路径,防止该电流通过二次侧耦合到大地。
19. Y电容—能滤除电网之间串模干扰,常用于EMI滤波器中。

三、 电感器:

1. 滤波电感—构成LC型滤波器。
2. 储能电感—常用于降压式或升压式DC/DC变换器电路中。
3. 振荡电感—构成LC型振荡器。
4. 共模电感—亦称共模扼流圈,常用于EMI滤波器中,对共模干扰起到抑制作用。
5. 串模电感—亦称串模扼流圈,它采用单绕组结构,一般串联在开关电源的输入电路中。
6. 频率补偿电感—构成LC型、LCR型频率补偿网络。

四、 变压器:

1. 工频变压器—对交流电源进行变压与隔离,再经过整流滤波后给DC/DC变换器(即开关稳压器)供电。
2. 高频变压器—对高频电源进行储能、变压和隔离,适用于无工频变压器的开关电源中。

五、 二极管:

1. 整流二极管—低频整流、高频整流。
2. 续流二极管—常用于降压式DC/DC变换器中;若在继电器、电机等的绕组两端并联续流二极管,即可为反电动势提供泄放回路,避免损坏驱动管。
3. 钳位二极管—构成VD、R、C型钳位电路,吸收尖峰电压,对MOSFET功率场效应管起保护作用。
4. 阻塞二极管—钳位保护电路中的二极管,亦称为阻尼二极管。
5. 保护二极管—用于半波整流电路中,在负半周时给交流电提供回路。
6. 隔离二极管—可实现信号隔离。
7. 抗饱和二极管—将二极管串联在功率开关管的基极上,可降低功率开关管的饱和深度,提高关断速度。

六、 整流桥
将交流电压变为脉动直流电压,送至滤波器。整流桥可由四只整流二极管构成,亦可采用成品整流桥。

七、 稳压管
构成简易稳压电路;接在开关电源的输出端,用来稳定空载时的输出电压;由稳压管、快恢复二极管和阻容元件构成一次侧钳位保护电路;构成过电压保护电路。

八、 晶体管
用作PWM调制器的功率开关管;构成恒压/恒流输出式开关电源的电压控制和电流控制环路;构成截刘输出型开关电源的截流控制环;构成开关稳压器的通/断控制、欠电压、过电压保护、过电流保护等电路。

九、 场效应晶体管
MOSFET用作PWM调制器或开关稳压控制器的功率开关管。

十、 运算放大器
构成外部误差放大器、电压控制环和电流控制环等。

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围观 7

1、电源技术要求

选用单端正激式开关电源拓扑图如下,因为它是一种小型、经济,也是开关电源应用较多一种,并且它功率输出在50~200W是最合适的。设计技术要求如下:

输入电压:交流220V±10%
输出电压UO:15V
输出电流IO:10A
纹波电压UP:0.5V
输出波动电流IP:±0.1A

“1”

2、开关电源设计步骤

“2”

3、变压器设计

1、输出变压器次级电压U2计算

“3”

UL是输出扼流圈在内次级线圈的电压降,Uf是输出二极管的正向电压。
最低的次级电压U2min为:

“4”

“5”

2、初、次级线圈计算

输入直流电压U1的最小值使用按输出电路计算求得的U1min值。根据中国输配电情况U1=200~253V,则变压比N为

“6”

根据输出容量磁心尺寸关系表选取EI-30。它的有效面积为S=111mm2磁心材质相当于TDK的H7C4,最大工作磁道密度Bm可查得.实际使用时的磁心温度约100℃,且要选择能保持线性范围的Bm,即0.3T以下。当磁心温度有100℃,工作频率200KHz时,约减少0.1T而成为 。根据线圈计算公式则

“7”

因而次级N2 = 4,式中Bm为磁心的磁通密度(T);S为磁心的有效截面积(mm2)。初级线圈的匝数则是

“8”

确定 。次级线圈所需要的电压U2min一定要充分,因此要进行ton max 的修正计算。

“9”

Dmax修正结果为0.42,仍然在0.4~0.45范围内,可以继续使用以下计算。

4、输出滤波器设计

在开关电源中带磁心的电感器,一般采用电感线圈Lf 与输出滤波电容器Cf 构成的“L”型滤波器如下图。电感线圈对高频成分呈现很高的感抗,而电容对高频成分呈现很小容抗,已达到在电路中抑制纹波和平滑直流的作用。

“10”

1、输出扼流圈的电感值设计

计算流入输出扼流圈电流

“11”

L为输出扼流圈的电感(μH); 为输出电流的10%~30%。则有

“12”

电感L值为:

“13”

由此可见,需要11.86μH,10A的扼流圈。

2、输出滤波电容的确定

输出电容器的选定取决于输出脉动电压控制在多少毫伏。输出脉动电压 虽要根据 和输出电容器的等效串联电阻 确定,但一般规定为输出电压的0.3%~0.5%范围。

“14”

就是在200HKz范围内,需要 值在37.5m 以下电容器的。所以可以选择20V,8200 H,则 为31m ,容许脉动电流为2.9Ams.

流向电容器的纹波电流为

“15”

3、滤波器电阻设计

要想不是输出扼流圈的电流中断而直接使用时,可以假设电阻值为Rd

“16”

则假设电阻Rd电耗为Wrd

“17”

5、复位电路计算

复位电路如图所示。开关功率管VT1接通时,变压器T1的磁通增加,磁能被储存到T1,当VT1截止时,即放出这种受激磁的磁能下图复位线圈到T1上以在VT1截止时通过VD1把磁能反馈到输入。

“18”

则磁复位串接在N3的中二极管VD1承受最大电压为

“19”

那么选择VD1额定电压为800V,这样基本符合要求的。

6、功率开关管选择

下图为MOSFET型功率开关管,它主要具有驱动功率小,器件功率容量大;第二个显著特点是开关速度快,工作频率高,另外他的热稳定性优于GTR等优点,也是目前开关变换器广泛应用的开关器件。

“”

根据单端正激式变换器计开关管VT1承受最大电压公式得:

“21”

流过MOSFET开关管最大电流为

“22”

“23”

根据上面功率MOSFET表,可以选择2SK2718型号。它的最高承受电压为900V,允许最大电流为2.5A,而功率损耗是40W,是上面功率最小损耗的。

7、输出二极管选择

输出二极管有肖特基二极管(SBD),低损耗二极管(LLD)、高速二极管(FRD)。输出为低压大电流时应采用肖特基二极管,其他则采用低损耗或调整二极管。
选择二极管时要注意选择反向恢复时间trr快的二极管。这是因为主开关元件闭合时反向流入二极管的电流会影响初级线圈开关特性并致使损耗增大。同时,输出噪声也会受很大影响的。所以输出整流二极管选择一般原则有四点。

1、选用正向压降VDF小的整流二极管;
2、选用反向恢复时间trr整流二极管;
3、选用正向恢复电压VFRm整流二极管;
4、选用反向漏电流IR小整流二极管。

续流二极管VD2选择
续流二极管VD2上的反向电压UVD2与输出变压器次级电压的最大值是相同的。根据单端正激式变换器公式得:

“24”

流过它方向电流Ir一般看作与IO大致相同的,即 Ir=Io=10A.

可选择低损耗二极管MBR1545 作为续流二极管它参数为,Uds=45V, IO=15A,trr<1.0ns.

8、恒流输出电路设计

1、恒流输出原理

任何电源要实现恒流功能,均需对电源的输出电流进行检测取样,与电流设置值即参考值进行比较,经负反馈放大调节(P、PI、PID)。线性串联稳压是调节调整管的压降,而开关电源是调节变换器的脉宽(或占空比),维持输出电流的恒定。

下图是恒流控制反馈系统图。图中Iref是电流设置基准;CR是电流PI调节;Kfi是电流取样反馈系数;RS、Ro是电流取样电阻和负载电阻。该系统采用是电流模式控制,可以检测变换器输出电流,适当地选取反馈系数Kfi, 通过P(比例)、PI(比例积分)、PID(比例积分微分器)实现恒流控制。在反馈系数不变情况下,也可以通过改变电压或电流实现恒流值控制。

“25”

下图是恒流电源常用电路,其中采样电阻RS串联在功率回路里,作为回路电流的采样元件。它把回路电流转换成电压信号,并与基准电压Uref在放大器中进行比较放大,然后将其送至调整管VT的基极,驱动调整管VT对输出电流IO变化进行补偿校正。就可以实现恒流输出的。

“26”

9、缓冲吸收电路设计

在开关电源中,由于变压器的漏感、布线的引线电感存在、开关管在关断瞬间会产生很高的电压尖峰脉冲。整流快速恢复二极管由于存在存储效应,反向恢复过程中也会出现很高的反向恢复的碾压尖峰脉冲。这些过电压尖峰脉冲的出现不但危及功率器件的工作安全性,而且形成很强的电磁干扰噪声。为此必须在功率器件两端设计尖峰电压缓冲吸收电路。缓冲电路图如下

“27”

从缓冲电路中均有电容器元件,电容器的端电压不能突变,当MOSFET功率开关管关断是形成尖峰电压脉冲能量转移到电容器中储存,然后电容器的储能通过电阻消耗或返回电源,起到缓冲吸收电压尖端作用。而输出二极管两端产生的反向浪涌电压同时也受到限制,这样因此反向浪涌电流就会随之而减少,以及减少损耗和可能出现振荡
10、控制电路设计

下面采用是UPC1094C控制电路

“28”

“29”

“30”

1、振荡器
振荡器的振荡频率fosc有接在引脚6上的定时电阻器R17与接在引脚5上的定时电容器C15决定的。当 时振荡频率 。

2、启动电路
启动电路由接在引脚8上R14接上外部电源为芯片工作提供Vcc=15V电源,而接在引脚9上是通过R10接在外部电路提供集电极电压。

3、限流电路
过流保护电路由R18、R19 、C16组成。它们是接到引脚3上的,在正常情况下,引脚3上电压低于200mV。当出现过流时,引脚3上的电压超过200mV的正负阀值,输出级被锁定为低电平,下个脉冲周期来之前,过流闭锁器复位,对下个周期的过电流进行检测,限制脉冲宽度。

4、过电压保护电路
过电压保护电路由光电耦合器PC1、R16组成的。当输出电压超过15V时,光电耦合器PC1动作,经过引脚2接入反馈电压电路,使输出级锁定为低电平。

5、最大占空比的设定和软启动
最大占空比是由电阻器R14、R15分压比来确定的。为了防止变压器的磁饱和,当电源电压刚启动时,与R14并联的电容器C14上电压不能突变,引脚1上电压为UREF,占空比为最大的。

6、输出电压控制电路
输出电压可通过调节R5、R6、R7组成分压电路确定的:

11、PCB布线

在画PCB布线时,应先确定元器件的位置,然后布置地线、电源线、再安排高速信号线,最后考虑低速信号线。
元器件的位置应按电源电压、数字及模拟电路、速度快慢、电流大小等进行分组,以免相互干扰。格局元器件的位置可以确定PCB连接器各个引脚的安排。所有连接器应安排在PCB的一侧,尽量避免从两侧引出电缆,减少共模辐射。

1、电源
在考虑安全条件下,电源线应尽可能近地线,减小差模辐射的环面积,也有助于减小电路的交扰。

2、时钟线、信号线和地线位置
信号线与地线距离较近,形成的环面积较小;这样才合理的。

3、按逻辑速度分割
当需要在电路板上布置快速、中速和低速逻辑电路时,高速的器件应按放在紧靠边缘连接器范围内,而低速逻辑和存储器,应放在远离连接器范围内。这样对共阻抗耦合、辐射和交扰的减小都是有利的。

4、应避免PCB导线的不连续性
1)、迹线宽度不要突变;
2)、导线不要突然拐角。

12、电路仿真

国内外电路仿真软件有:saber、EDA、EWB、Multisim、MATLAB、Special Puipose等,而在这次开关电源设计是利用Multisim电路仿真软件来测试电路的。Multisim仿真软件是继承了EWB软件的诸多优点的,并且在功能和操作方法上有很大改进的。它可以完成电路的瞬态分析和稳态分析、时域分析、器件的线性和非线性分析、电路的噪声分析和失真分析等强大的功能的,以帮助设计人员分析电路的合理性

1、仿真原理图

“31”

2、进行各项参数与波形仿真测试
(1)、 市电输入交流电为220V,万用表读数输入电压波形图如下:

“32”

(2)功率开关管出发脉冲图测试:

“33”

(3)输出稳压波形测试:

“34”

(4)变压器经过整流后二次直流电压测试:

“35”

(5)输出电流测试:

“36”

(6)功率测试:

“37”

“38”

最后,通过对整体电路的功能和典型性能参数进行了仿真验证,仿真结果均达到预定指标,证实了方案可行性与理论分析的正确性。

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围观 9

1.变压器饱和

变压器饱和现象

在高压或低压输入下开机(包含轻载,重载,容性负载),输出短路,动态负载,高温等情况下,通过变压器(和开关管)的电流呈非线性增长,当出现此现象时,电流的峰值无法预知及控制,可能导致电流过应力和因此而产生的开关管过压而损坏.

“”
变压器饱和时的电流波形

容易产生饱和的情况:
-变压器感量太大
-圈数太少
-变压器的饱和电流点比IC的最大限流点小
-没有软启动

解决办法:
-降低IC的限流点
-加强软启动,使通过变压器的电流包络更缓慢上升

“”

2.Vds过高

Vds的应力要求

最恶劣条件(最高输入电压,负载最大,环境温度最高,电源启动或短路测试)下,Vds的最大值不应超过额定规格的90%

Vds降低的办法

-减小平台电压:
-减小变压器原副边圈数比
-减小尖峰电压:

a.减小漏感,变压器漏感在开关管开通是存储能量是产生这个尖峰电压的主要原因,减小漏感可以减小尖峰电压

b.调整吸收电路:

•使用TVS管
•使用较慢速的二极管,其本身可以吸收一定的能量(尖峰)
•插入阻尼电阻可以使得波形更加平滑,利于减小EMI

3.IC 温度过高

IC温度过高的原因及解决办法

-内部的MOSFET损耗太大
开关损耗太大,变压器的寄生电容太大,造成MOSFET的开通、关断电流与Vds的交叉面积大。
解决办法是,增加变压器绕组的距离,以减小层间电容,如同绕组分多层绕制时,层间加入一层绝缘胶带(层间绝缘) 。

-散热不良
IC的很大一部分热量依靠引脚导到PCB及其上的铜箔,应尽量增加铜箔的面积并上更多的焊锡

-IC周围空气温度太高
IC应处于空气流动畅顺的地方,应远离零件温度太高的零件。

4.空载、轻载不能启动

现象:
空载、轻载不能启动,Vcc反复从启动电压和关断电压来回跳动。

原因及解决办法:
空载、轻载时,Vcc绕组的感应电压太低,而进入反复重启动状态。

解决办法:
增加Vcc绕组圈数,减小Vcc限流电阻,适当加上假负载。
如果增加Vcc绕组圈数,减小Vcc限流电阻后,重载时Vcc变得太高,请参照稳定Vcc的办法。

5.启动后不能加重载

可能的原因及解决办法:

1.Vcc在重载时过高
重载时,Vcc绕组感应电压较高,使Vcc过高并达到IC的OVP点时,将触发IC的过压保护,引起无输出。
如果电压进一步升高,超过IC的承受能力,IC将会损坏。

2.内部限流被触发

-限流点太低
重载、容性负载时,如果限流点太低,流过MOSFET的电流被限制而不足,使得输出不足。解决办法是增大限流脚电阻,提高限流点。

-电流上升斜率太大
上升斜率太大,电流的峰值会更大,容易触发内部限流保护。解决办法是在不使变压器饱和的前提下提高感量

6.待机输入功率大

可能的原因及解决办法:

-Vcc在空载、轻载时不足

这种情况会造成空载、轻载时输入功率过高,输出纹波过大。
输入功率过高的原因是,Vcc不足时,IC进入反复启动状态,频繁的需要高压给Vcc电容充电,造成起动电路损耗。如果启动脚与高压间串有电阻,此时电阻上功耗将较大,所以启动电阻的功率等级要足够。

-电源IC 未进入Burst Mode 或已经进入Burst Mode,但Burst 频率太高

开关次数太多,开关损耗过大。
调节反馈参数,使得反馈速度降低。

7.短路功率过大

现象:
输出短路时,输入功率太大,Vds过高

原因:
输出短路时,重复脉冲多,同时开关管电流峰值很大,造成输入功率太大过大的开关管电流在漏感上存储过大的能量,开关管关断时引起Vds高

输出短路时有两种可能引起开关管停止工作

-触发OCP这种方式可以使开关动作立即停止。
•触发反馈脚的OCP
•开关动作停止
•Vcc下降到IC关闭电压
•Vcc重新上升到IC启动电压,而重新启动

-触发内部限流
这种方式发生时,限制可占空比,依靠Vcc下降到UVLO下限而停止开关动作,而Vcc下降的时间较长,即开关动作维持较长时间,输入功率将较大。
•触发内部限流,占空比受限
•Vcc下降到IC关闭电压
•开关动作停止
•Vcc重新上升到IC启动电压,而重新启动

解决办法:

-减少电流脉冲数,使输出短路时触发反馈脚的OCP,可以使开关动作迅速停止工作,电流脉冲数将变少。这意味着短路发生时,反馈脚的电压应该更快的上升。所以反馈脚的电容不可太大。
-减小峰值电流,

8.空载.轻载输出纹波过大

可能的原因及解决办法:

-Vcc在空载或轻载时不足
Vcc不足时,它表现为: 在启动电压(如12V)和关断电压(如8V)之间振荡
IC在周期较长的间歇工作,短时间提供能量到输出,接着停止工作较长的时间,使得电容存储的能量不足以维持输出稳定,输出电压将会下降。

解决方法:
保证任何负载条件下,Vcc能够稳定供给。

-Burst Mode时,间歇工作的频率太低
此频率太低,输出电容的能量不能维持稳定。

解决办法:
在满足待机功耗要求的条件下稍微提高间歇工作的频率
增大输出电容

9.重载、容性负载不能启动

现象:
轻载能够启动,启动后也能够加重载,但是重载或大容性负载情况下不能启动。

一般设计要求:
无论重载还是容性负载(如10000uF),输入电压最低还是最低,20mS内,输出电压必须上升到稳定值。

原因及解决办法(保证Vcc在正常工作范围内的前提下):

下面以容性负载C=10000uF为例进行分析,
按规格要求,必须有足够的能量使输出在20mS内上升到稳定的输出电压(如5V)。
E=0.5*C*V^2
电容C越大,需要在20mS内从输入传输到输出的能量更大。

“”

以芯片FSQ0170RNA为例如图所示,阴影部分总面积S就是所需的能量。要增加面积S,办法是:

1.增大峰值电流限流点I_limit,可允许流过更大电感电流Id

将与Pin4相接的电阻增大,从内部电流源Ifb分流更小,使作为电流限制参考电压的PWM比较器正输入端的电压将上升,即允许更大的电流通过MOSFET/变压器,可以提供更大的能量。

2.启动时,增加传递能量的时间,即延长Vfb的上升时间(到达OCP保护点前)。

“”

对这款FSQ0170RNA芯片,电感电流控制是以Vfb为参考电压的,Vfb电压的波形与电感电流的包络成正比。控制Vfb的上升时间即可控制电感包络的上升时间,即增加传递能量的时间。

IC的OCP功能是检测Vfb达到Vsd(如6V)实现的。所以要降低Vfb斜率,就可以延长Vfb的上升时间。

输出电压未达到正常值时,如果反馈脚电压Vfb已经上升到保护点,传递能量时间不够。重载、容性负载启动时,输出电压建立较慢,加到光耦电压较低,通过光耦二极管的电流小,光耦光敏管高阻态(趋向关断)的时间较长。IC内部电流源给与反馈脚相接的电容充电较快,如果Vfb在这段时间内上升到保护点(如6V),MOSFET将关断。输出不能达到正常值,启动失败。

解决办法:使输出电压达到正常值时,反馈脚电压Vfb仍然小于保护点。使Vfb远离保护点而缓慢上升,或延长反馈脚Vfb上升到保护点的时间,即降低Vfb的上升斜率,使输出有足够的时间上升到正常值。

A.增大反馈电容(C9),可以将Vfb的上升斜率降低,如图所示,由D线变成A线。但是反馈电容太大会影响正常工作状态,降低反馈速度,使输出纹波变大。所以此电容不能变化太大。

B.由于A方法有不足,将一个电容(C7)串连稳压管(D6,3.3V)并联到反馈脚。此法不会影响正常工作,如B线所示,当Vfb<3.3V时,稳压管不会导通,分流。上升3.3V时,稳压管进入稳压状态,电容C7开始充电分流,减小后续Vfb的上升斜率。C。在431的K-A端并联一个电容(C11),电源启动时,C11电压较低,并由光耦二极管和431的偏置电阻R10进行充电。这样光耦就有较大电流通过,使光耦光敏管阻抗较低而分流,Vfb将缓慢上升,如C线所示。R10×C11影响充电时间,也就影响输出的上升时间。

注意点:

1.增加反馈脚电容(包括稳压管串电容),对解决超大容性负载问题作用较小。
2.增大峰值电流限流点I_limit,同时也增加了稳态下的OCP点。需要在容性负载,输入最低情况下检查变压器是否会饱和。
3.如果要保持限流点,须使R10×C11更大,但在超大容性负载(10000uF)情况下,可能会增加5Vsb的上升时间超过20mS。
此法需要检查动态响应是否受太大影响。
4.431的偏置电阻R10太小,431并联的C11要更大。
5.为了保证上升时间,增大OCP点和增大R10×C11方法可能要同时使用。

10.空载、轻载输出反跳

现象:
在输出空载或轻载时,关闭输入电压,输出(如5V)可能会出现如下图所示的电压反跳的波形。

“”

原因:
输入关掉时,5V输出将会下降,Vcc也跟着下降,IC停止工作,但是空载或轻载时,巨大的PC电源大电容电压并不能快速下降,仍然能够给高压启动脚提供较大的电流使得IC重新启动,5V又重新输出,反跳。

解决方法:
•在启动脚串入较大的限流电阻,使得大电容电压下降到仍然比较高的时候也不足以提供足够的启动电流给IC。
•将启动接到整流桥前,启动不受大电容电压影响。输入电压关断时,启动脚电压能够迅速下降。

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围观 9

开关电源基本原理图

“”

1.一次电路(Primary Circuit) :
直接与外部电网电源连接的.

2.二次电路(Secondary Circuit):
位于设备内与一次侧相隔离的那部分电路.

3.Y-电容(Y-Capacitor):
跨接于一次电路与地或一,二次电路之间的高压电容.

开关电源接地、漏电流、耐压测试(安规)

1.接地连续性测试(Ground Continuity Test) :

A.定义:
从Inlet PG 端上通过电流至使用者可接触的接地端,确保其阻值小于规格值,达到接地保护的功用.

B.标淮:
B.1 输入电流不大于25A,(DC or AC)电压不超过12V,时间至少3秒(TUV要求).
B.2 测试结果: 电阻值不得大于100 mΩ.

2.接地泄漏电流测试(Earth Leakage Current Test) :

A.定义:
通过一个被安规单位(UL,TUV,CSA…)认可的“人体阻抗模拟电路”,测量当待测物 (SPS)接通电源时在可触到的金属部件与地之间流经人体的电流量.

B.标淮:
B.1 输入电压为额定电压上限的106%.
B.2 测试结果: Class I≦3.5mA;Class II≦0.25mA.

3.耐压测试(Dielectric Withstand Voltage Test):

A.定义:
又称高电压介电测试,即 Hi-pot(High Potential)Test,从一次侧对二次侧(或一次侧对地)之间实施高电压以确定内部绝缘层有隔离危险电压的功用.

B.标淮:
B.1 输入电压为下列所示:

“”

B.2 测试结果: 不可有绝缘击穿现象(Breakdown).

耐压测试交流与直流之区别

“”

耐压测试之漏电流计算方法

1. DC 测试之漏电流设定:
DC 测试电流非常小(μA),一般一次侧对二次侧之间实施DC高电压,漏电流设定:0μA~100μA.

2. AC 测试之漏电流理论计算:
计算公式:
I =2π*f*V*Cy

其中
f— 测试电压频率 ( 50Hz or 60Hz )
V— 测试电压 ( unit : volt )
Cy—跨接于一次侧与地或一,二次侧之间的Y电容总和.

所以:
Imin =2π*f*V*Cymin
Imax =2π*f*V*Cymax
Cy 电容计算 :
Cy =Cy1+Cy2+Cy3+…

若一次侧地与二次侧地之间跨接一颗Y电容(Cy0 ),则

“”

Y电容公差一般为 :+/-20% OR +/-10%

3. 实际设定AC 测试漏电流时需考虑下列因素:

(1).考虑初始漏电流 :
初始漏电流即在无待测物状态下,所测得的漏电流.

(2).考虑Y电容公差 :
电源工程师在选择同一颗容量大小的Y电容时,往往有几个型号,但其公差不一样(有的是+/-10%;有的是+/-20%),给实际漏电流设置带来麻烦,因此我们应该按+/-20% 公差去设定.否则须依+/-10% 公差去设定.

(3).考虑实际线路中存在的分散电容,因此漏电流范围设定:
(下限取整 :上限入整)

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围观 24

引言

由于MOSFET及IGBT和软开关技术在电力电子电路中的广泛应用,使得功率变换器的开关频率越来越高,结构更加紧凑,但亦带来许多问题,如寄生元件产生的影响加剧,电磁辐射加剧等,所以EMI问题是目前电力电子界关注的主要问题之一。

“”

传导是电力电子装置中干扰传播的重要途径。差模干扰和共模干扰是主要的传导干扰形态。多数情况下,功率变换器的传导干扰以共模干扰为主。本文介绍了一种基于补偿原理的无源共模干扰抑制技术,并成功地应用于多种功率变换器拓扑中。理论和实验结果都证明了,它能有效地减小电路中的高频传导共模干扰。这一方案的优越性在于,它无需额外的控制电路和辅助电源,不依赖于电源变换器其他部分的运行情况,结构简单、紧凑。

1 补偿原理

共模噪声与差模噪声产生的内部机制有所不同:差模噪声主要由开关变换器的脉动电流引起;共模噪声则主要由较高的d/d与杂散参数间相互作用而产生的高频振荡引起。如图1所示。共模电流包含连线到接地面的位移电流,同时,由于开关器件端子上的d/d是最大的,所以开关器件与散热片之间的杂散电容也将产生共模电流。图2给出了这种新型共模噪声抑制电路所依据的本质概念。开关器件的d/d通过外壳和散热片之间的寄生电容对地形成噪声电流。抑制电路通过检测器件的d/d,并把它反相,然后加到一个补偿电容上面,从而形成补偿电流对噪声电流的抵消。即补偿电流与噪声电流等幅但相位相差180°,并且也流入接地层。根据基尔霍夫电流定律,这两股电流在接地点汇流为零,于是50Ω的阻抗平衡网络(LISN)电阻(接测量接收机的BNC端口)上的共模噪声电压被大大减弱了。

“”

“”

基于补偿原理的共模干扰抑制技术在开关电源中的应用

本文以单端反激电路为例,介绍基于补偿原理的共模干扰抑制技术在功率变换器中的应用。图3给出了典型单端反激变换器的拓扑结构,并加入了新的共模噪声抑制电路。如图3所示,从开关器件过来的d/d所导致的寄生电流para注入接地层,附加抑制电路产生的反相噪声补偿电流comp也同时注入接地层。理想的状况就是这两股电流相加为零,从而大大减少了流向LISN电阻的共模电流。利用现有电路中的电源变压器磁芯,在原绕组结构上再增加一个附加绕组NC。由于该绕组只需流过由补偿电容comp产生的反向噪声电流,所以它的线径相对原副方的P及S绕组显得很小(由实际装置的设计考虑决定)。附加电路中的补偿电容comp主要是用来产生和由寄生电容para引起的寄生噪声电流反相的补偿电流。comp的大小由para和绕组匝比P∶C决定。如果P∶C=1,则comp的电容值取得和para相当;若P∶C≠1,则comp的取值要满足comp=para·d/d。

“”

此外,还可以通过改造诸如Buck,Half-bridge等DC/DC变换器中的电感或变压器,从而形成无源补偿电路,实现噪声的抑制,如图4,图5所示。

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实验采用了一台5kW/50Hz艇用逆变器的单端反激辅助电源作为实验平台。交流调压器的输出经过LISN送入整流桥,整流后的直流输出作为反激电路的输入。多点测得开关管集电极对实验地(机壳)的寄生电容大约为80pF,鉴于实验室现有的电容元件,取用了一个100pF,耐压1kV的瓷片电容作为补偿电容。一接地铝板作为实验桌面,LISN及待测反激电源的外壳均良好接地。图6是补偿绕组电压和原方绕组电压波形。补偿绕组精确的反相重现了原方绕组的波形。图7是流过补偿电容的电流和开关管散热器对地寄生电流的波形。从图7可以看出,补偿电流和寄生电流波形相位相差180°,在一些波形尖刺方面也较好地吻合。但是,由于开关管的金属外壳为集电极且与散热器相通,散热器形状的不规则导致了开关管寄生电容测量的不确定性。由图7可见,补偿电流的幅值大于实际寄生电流,说明补偿电容的取值与寄生电容的逼近程度不够好,取值略偏大。图8给出了补偿电路加入前后,流入LISN接地线的共模电流波形比较。经过共模抑制电路的电流平衡后,共模电流的尖峰得到了很好的抑制,实验数据表明,最大的抑制量大约有14mA左右。

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图9是用Agilent E4402B频谱分析仪测得的共模电流的频谱波形。可见100kHz到2MHz的频率范围内的CM噪声得到了较好的抑制。但是,在3MHz左右出现了一个幅值突起,之后的高频段也未见明显的衰减,这说明在高频条件下,电路的分布参数成了噪声耦合主要的影响因素,补偿电路带来的高频振荡也部分增加了共模EMI噪声的高频成份。但从滤波器设计的角度来看,这并不太多影响由于降低了低次谐波噪声而节省的设备开支。若是能较精确地调节补偿电容,使其尽可能接近寄生电容Cpara的值,那么抑制的效果会在此基础上有所改善。

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4 此技术的局限性

图10中的(a),(b),(c),(d)给出了噪声抑制电路无法起到正常效用时的电压、电流的波形仿真情况。这里主要包含了两种情况:

第一种情况是在输入电容的等效串联电感上遇到的。电感在整个电路中充当了限制电流变化率d/d的角色,很显然LISN中大电感量的串联电感限制了变换器电源作为电流源提供的能力。因此,这些脉动电流所需的能量必须靠输入电容来供给,但是输入电容自身的也限制了它们作为电流源的能力。愈大,则输入端电容提供给补偿变压器所需高频电流的能力愈受限制。当为100nH时,补偿电路几乎失效。图10(a)中虽说补偿电压与寄生CM电压波形非常近似,但是图10(b)中却很明显看出流过补偿电容comp的电流被限制了。

另外一种严重的情况是补偿变压器的漏感。当把变压器漏感从原来磁化电感的0.1%增大到10%的时候,补偿电路也开始失效,如图10(c)及图10(d)所示。补偿绕组电压波形由于漏感和磁化电感的缘故发生分叉。如果漏感相对于磁化电感来说很小的话,这个波形畸变可以忽略,但实际补偿电容上呈现的d/d波形已经恶化,以至于补偿电路无法有效发挥抑制作用。

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图10 噪声电路失效仿真电压、电流波形

为了解决和变压器漏感这两个严重的限制因素,可以采取以下措施:对于输入电容的,要尽量降低至可以接受的程度,通过并联低值的电容来改善;密绕原方绕组和补偿绕组可以有效降低漏感。

5 结语

由以上的实验和分析可以看到,应用到传统电源变换器拓扑结构中的这种无源CM噪声抑制电路是有一定作用的。由于用来补偿的附加绕组只须加到现有的变压器结构中,所以,隔离式的拓扑结构对于采用这种无源补偿消除电路来说可能是最简易、经济的电路结构。

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围观 10

引言

经常碰到很多客户讨论钽电容爆炸问题,特别在开关电源、LED 电源等行业,钽电容烧毁 或爆炸是令研发技术人员最头痛的,让他们百思不得其解。正因为钽电容失效模式的危险性, 让很多研发技术人员都不敢再使用钽电容了,其实如果我们能够全面的了解钽电容的特性, 找到钽电容失效(表现形式为烧毁或爆炸)的原因,钽电容并没有那么可怕。毕竟钽电容的 好处是显而易见的。钽电容失效的原因总的来说可以分为钽电容本身的质量问题和电路设计 问题两大类:

电路设计和产品选型

要求钽电容的产品性能参数可以满足电路信号特点,但是,往往我们不能保证上述两项工作 都做的很到位,因此,在使用过程中就必然会出现这样那样的失效问题;现简单总结如下;

1. 低阻抗电路使用电压过高导致的失效;

对于钽电容器使用的电路,只有两种;有电阻保护的电路和没有电阻保护的低阻抗电路. 对于 有电阻保护的电路,由于电阻会起到降压和抑制大电流通过的效果,因此,使用电压可以达到 钽电容器额定电压的 60%. 没有电阻保护的电路有两种; 一;前级输入已经经过整流和滤波, 输出稳定的充放电电路.在此类电路,电容器被当作放电电源来使用,由于输入参数稳定没有 浪涌,因此,尽管是低阻抗电路,可安全使用的电压仍然可以达到额定电压的 50%都可以保证 相当高的可靠性. 二;电子整机的电源部分; 电容器并联使用在此类电路, 除了要求对输入 的信号进行滤波外,往往同时还兼有按照一定频率和功率进行放电的要求. 因为是电源电路, 因此,此类电路的回路阻抗非常低,以保证电源的输出功率密度足够. 在此类开关电源电路中 [也叫 DC-DC 电路], 在每次开机和关机的瞬间,电路中会产生一个持续时间小于 1 微秒的高 强度尖峰脉冲,其脉冲电压值至少可以达到稳定的输入值的 3 倍以上,电流可以达到稳态值的10 倍以上,由于持续时间极短,因此,其单位时间内的能量密度非常高, 如果电容器的使用电 压偏高,此时实际加在产品上的脉冲电压就会远远超过产品的额定值而被击穿. 因此,使用在 此类电路中的钽电解电容器容许的使用电压不能超过额定值的 1/3. 如果不分电路的回路阻 抗类型,一概降额 50%, 在回路阻抗最低的 DC-DC 电路,一开机就有可能瞬间出现击穿短路 或爆炸现象.在此类电路中使用的电容器应该降额多少,一定要考虑到电路阻抗值的高低和 输入输出功率的大小和电路中存在的交流纹波值的高低.因为电路阻抗高低可以决定开关瞬 间浪涌幅度的大小。内阻越低的电路降额幅度就应该越多。对于降额幅度大小,切不可一概 而论. 必须经过精确的可靠性计算来确定降额幅度.

2.电路峰值输出电流过大(使用电压合适)

钽电容器在工作时可以安全承受的最大直流电流冲击 I,与产品自身等效串联电阻 ESR 及额 定电压 UR 存在如下数学关系;
I=UR/1+ESR

如果一只容量偏低的钽电容器使用在峰值输出电流很大的电路,这只产品就有可能由于电流 过载而烧毁.这非常容易理解.

3. 钽电容器等效串联电阻 ESR 过高和电路中交流纹 波过高导致的失效

当某只 ESR 过高的钽电容器使用在存在过高交流纹波的滤波电路,即使是使用电压远低于 应该的降额幅度, 有时候,在开机的瞬间仍然会发生突然的击穿现象; 出现此类问题的主要 原因是电容器的 ESR 和电路中的交流纹波大小严重不匹配. 电容器是极性元气件,在通过交 流纹波时会发热,而不同壳号大小的产品能够维持热平衡的容许发热量不同.由于不同容量 的产品的 ESR 值相差较高,因此,不同规格的钽电容器能够安全耐受的交流纹波值也相差很 大, 因此,如果某电路中存在的交流纹波超过使用的电容器可以安全承受的交流纹波值,产品 就会出现热致击穿的现象.同样,如果电路中的交流纹波一定,而选择的钽电容器的实际 ESR 值过高,产品也会出现相同的现象.

一般来说,在滤波和大功率充放电电路,必须使用 ESR 值尽可能低的钽电容器. 对于电路中 存在的交流纹波过高而导致的电容器失效问题,很多电路设计师都忽略其危害性或认识不够. 只是简单认定电容器质量存在问题. 此现象很多.

4 . 钽电容器漏电流偏大导致实际耐压不够

此问题的出现一般都由于钽电容器的实际耐压不够造成.当电容器上长时间施加一定场强时, 如果其介质层的绝缘电阻偏低,此时产品的实际漏电流将偏大.而漏电流偏大的产品,实际耐 压就会下降.

出现此问题的另外一个原因是关于钽电容器的漏电流标准制定的过于宽松,导致有些根本不 具备钽电解电容器生产能力的公司在生产质量低劣的钽电容器. 普通的室温时漏电流就偏 大的产品,如果工作在较高的温度下,其漏电流会成指数倍增加,因此其高温下的实际耐压就 会大幅度下降. 在使用温度较高时就会非常容易出现击穿现象.

高温时漏电流变化较小是所有电容器生产商努力的最重要目标之一,因此,此指标对可靠性 的决定性影响不言而愈.
如果你选择使用的钽电容器的漏电流偏大,实际上它已经是废品,出问题因此成为必然.

5 .钽电容器使用时的生产过程因素导致的失效

很多用户往往只注意到钽电容器性能的选择和设计,而对于贴片钽电容安装使用时容易出现 的问题视而不见;举例如下;

A, 不使用自动贴装而使用手工焊接, 产品不加预热,直接使用温度高于300度的电烙铁较长 时间加热电容器,导致电容器性能受到过高温度冲击而失效.

B,手工焊接不使用预热台加热,焊接时一出现冷焊和虚焊就反复使用烙铁加热产品.

C,使用的烙铁头温度甚至达到 500 度. 这样可以焊接很快,但非常容易导致片式元气件失效

贴片钽电容实际使用时的可靠性实际上可以通过计算得出来,而我们的很多用户使用时设计 余量不够,鲁棒性很差,小批实验通过纯属侥幸,在批生产时出现一致性质量问题. 此时,问题 原因往往简单被推到电容器生产商身上,忽略对设计可靠性的查找. 钽电容器使用时的无故 障间隔时间 MTBF 对于很多用户来讲还是一个陌生的概念. 很多使用者对可靠性工程认识 肤浅.过于重视实验而忽略数学计算. 导致分电路设计可靠性比整机可靠性低,因此,批量生 产时不断出现问题. 不懂得失效是一个概率问题,非简单的个体问题.实际上钽电容器使用时 容易出现的故障原因和现象还很多, 无法在此一一论述.如果有使用时的新问题,可以及时交流.

钽电容质量问题

目前来说 AVX 和 KEMET 两个品牌算是一线品牌,占了市场份额很大,其 质量好,当然价格也是最贵的。国内也有几家生产钽电容的工厂,但因为 生产工艺和原材料质量问题,与 AVX 和 KEMET 的质量相差还是非常大的,国产钽 电容的 ESR 普遍要高一个等级。钽电容器如果性能不过关,其可靠性不光很低,而且 非常容易失效.因此,选择正确且合适的产品是保证可靠性的首要条件.? 质量差的钽 电容器如果被装到电路上,与安装了一个小炸弹没有什么区别. 如果不能保证你选择 的产品质量绝对过硬,我建议你不要使用钽电容器.特别是在DC-DC电路和大功率充 放电电路.

如何识别 AVX 钽电容假货?

很多采购朋友对 AVX 钽电容假货问题非常头痛,贴片钽电容假货让他们伤透了脑筋。在百 度查了下,类似贴片钽电容假货、AVX 钽电容假货、识别钽电容假货这样问题的人很 多。 答案也是五花八门,都不是很理想,有些还会误导大家。那么有没有一个简单的方法来识别 钽电容假货呢?带着这个目的,根据自己以往处理客诉的经验,跟大家分享以下五点,相信 会对你有所帮助。

1. 钽电解电容焊脚形状,原装 AVX 钽电容焊脚正极跟负极不一样,正极的为“凹”型, 也就是凹进去的,负极的是“口”型。

2. 编带上的印字,把货拆开,透明的编带上面大概每间隔 25CM 有打 AVX 的印字(是机器 直接凹印上去的,没有颜色的),假货编带一般没有印 AVX 字的。

3. 贴片钽电容本体印字内容。钽电容本体印字分上下两行,包括了 AVX 的 LOGO 标识、容 量值、电压值、生产批号等 4 个信息,这些信息都是缺一不可的,如果对不上一般就是假货 (碰到最多的情况是本体的左上角没有 AVX 的 LOGO 标识)。钽电容封装尺寸大的,印字也 会看得清晰点,有 AVX 钽电容规格尺寸太小,要借助放大镜才能看清楚。

4. 贴片钽电容本体印字的一致性和质量,很多翻新的 AVX 钽电容从以上三点是看不出它 是假货的,因为它是用原装的旧货或者折机货或低压货(低一个电压低档,比如用 10V 的 给你当 16V 的用)重新打磨后印字上去的,这个时候就要从本体印字的成色和一致性来判 断了,翻新货的印字在内容和版式上与原装的不会有区别,但毕竟没有原厂的设备和模具好, 所以细节上还是有明细的区别。这些细节的区别分两个方面,一方面是成色,翻新的颜色一 般要偏深红色一些而且深浅不一;另一方面是一致性,原装的一致性很好,印的字方方正正, 翻新的会出现东倒西歪,本体之间相互比较感觉就像两个模具印出来的一样(是模具精度不 好造成的)。—–对于这一点,要正确、快速的判断出来是有一定难度的,这与个人的经验 有一定关系。

5. 查规格书:如果你要的规格是规格书上如果没有的,那你买到假货的机率是非常大。规格书上没有的规格虽然不敢说原厂 100%不生产,至少说明不是常用的规格,代理商那肯定 是没有库存的(不会有代理商会去订一些偏门的物料作库存),要订货的话,订货周期、最小订货量、预付款比例都是一般客户不能接受的。所以我们建议客户在选型的时候一定要选 择标准品,选择非标品到最后只会将自己搞死。

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围观 32

一个良好的布局设计可优化效率,减缓热应力并尽量减小走线与元件之间噪声作用。这一切都源于设计人员对电中流传导路径以及信号的理解。当一块原型电源板首次使用时,最好的情况是它不仅能工作,而且还安静、发热低。然而这种并不多见。

开关电源的一个常见问题是 “不稳定 ”的开关波形。有些时候,抖动处于声段磁性元件会产生出音频噪声。如果问题在印刷电路板的布局上, 要找原因可能会很困难,因此,开关电源设计初期的正确PCB布局就非常关键。

一个好的布局设计可优化电源效率,减缓热应力;更重要的是,它最大限度地减小了噪声,以及走线与元件之间的相互作用。为实现这些目标,设计者必须了解开关电源内部的电流传导路径及信号流。就非隔离开关电源的正确布局设计,本文给出一些经验总结。

布局规划

对一块大电路板上的嵌入dc/dc电源,要获得最佳的电压调节、负载瞬态响应和系统效率,就要使电源输出靠近负载器件,尽量减少PCB走线上的互连阻抗和传导压降。确保有良好的空气流,限制热应力;如果能采用强制气冷措施,则要将电源靠近风扇位置。

另外,大型无源元件(如电感和电解电容)均不得阻挡气流通过低矮的表面封装半导体元件,如功率MOSFET或PWM控制器。为防止开关噪声干扰到系统中的模拟信号,应尽可能避免在电源下方布放敏感信号线;否则,就需要在电源层和小信号层之间放置一个内部接地层,用做屏蔽。

关键是要在系统早期设计和规划阶段就筹划好电源的位置及对电路板空间的需求。有时设计者会无视这种忠告,而把关注点放在大型系统板上那些更“重要”或“让人兴奋”的电路。电源管理被看作事后工作,随便把电源放在电路板上的多余空间上,这种做法对高效率而可靠的电源设计十分不利。

对于多层板,很好的方法是在大电流的功率元件层与敏感的小信号走线层之间布放直流地或直流输入/输出电压层。地层或直流电压层提供了屏蔽小信号走线的交流地,使其免受高噪声功率走线和功率元件的干扰。

作为一般规则,多层PCB板的接地层或直流电压层均不应被分隔开。如果这种分隔不可避免,就要尽量减少这些层上走线的数量和长度,并且走线的布放要与大电流保持相同的方向,使影响最小化。

下图中的a和c分别是六层和四层开关电源PCB的不良层结构。这些结构将小信号层夹在大电流功率层和地层之间,因此增加了大电流/电压功率层与模拟小信号层之间耦合的电容噪声。
  

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图1 开关电源PCB的布局结构

上图中的b和d则分别是六层和四层PCB设计的良好结构,有助于最大限度减少层间耦合噪声,地层用于屏蔽小信号层。要点是:一定要挨着外侧功率级层放一个接地层,外部大电流的功率层要使用厚铜箔,尽量减少PCB传导损耗和热阻。

功率级的布局

开关电源电路可以分为功率级电路和小信号控制电路两部分。功率级电路包含用于传输大电流的元件,一般情况下,要首先布放这些元件,然后在布局的一些特定点上布放小信号控制电路。

大电流走线应短而宽,尽量减少PCB的电感、电阻和压降。对于那些有高di/dt脉冲电流的走线,这方面尤其重要。

下图给出了一个同步降压转换器中的连续电流路径和脉冲电流路径,实线表示连续电流路径,虚线代表脉冲(开关)电流路径。脉冲电流路径包括连接到下列元件上的走线:输入去耦陶瓷电容CHF;上部控制FET QT;以及下部同步FET QB,还有选接的并联肖特基二极管。
  

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图3a给出了高di/dt电流路径中的PCB寄生电感。由于存在寄生电感,因此脉冲电流路径不仅会辐射磁场,而且会在PCB走线和MOSFET上产生大的电压振铃和尖刺。为尽量减小PCB电感,脉冲电流回路(所谓热回路)布放时要有最小的圆周,其走线要短而宽。

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高频去耦电容CHF应为0.1μF~10μF,X5R或X7R电介质的陶瓷电容,它有极低的ESL(有效串联电感)和ESR(等效串联电阻)。较大的电容电介质(如Y5V)可能使电容值在不同电压和温度下有大的下降,因此不是CHF的最佳材料。

图3b为降压转换器中的关键脉冲电流回路提供了一个布局例子。为了限制电阻压降和过孔数量,功率元件都布放在电路板的同一面,功率走线也都布在同一层上。当需要将某根电源线走到其它层时,要选择在连续电流路径中的一根走线。当用过孔连接大电流回路中的PCB层时,要使用多个过孔,尽量减小阻抗。

图4显示的是升压转换器中的连续电流回路与脉冲电流回路。此时,应在靠近MOSFET QB与升压二极管D的输出端放置高频陶瓷电容CHF。

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图5是升压转换器中脉冲电流回路的一个布局例子。此时关键在于尽量减小由开关管QB、整流二极管D和高频输出电容CHF形成的回路。

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图5 升压转换器中脉冲电流回路布局

图5显示的是升压转换器中的热回路与寄生PCB电感(a);为减少热回路面积而建议采用的布局(b)。

图6提供了一个同步降压电路的例子,它强调了去耦电容的重要性。图6a是一个双相12VIN、2.5VOUT/30A(最大值)的同步降压电源,使用了LTC3729双相单VOUT控制器IC.在无负载时,开关结点SW1和SW2的波形以及输出电感电流都是稳定的(图6b)。但如果负载电流超过13A,SW1结点的波形就开始丢失周期。负载电流更高时,问题会更恶化(图6c)。
  

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图6 同步降压电路

在各个通道的输入端增加两只1μF的高频陶瓷电容,就可以解决这个问题,电容隔离开了每个通道的热回路面积,并使之最小化。即使在高达30A的最大负载电流下,开关波形仍很稳定。

高DV/DT开关区

图2和图4中,在VIN(或VOUT)与地之间的SW电压摆幅有高的dv/dt速率。这个结点上有丰富的高频噪声分量,是一个强大的EMI噪声源。为了尽量减小开关结点与其它噪声敏感走线之间的耦合电容,你可能会让SW铜箔面积尽可能小。但是,为了传导大的电感电流,并且为功率MOSFET管提供散热区,SW结点的PCB区域又不能够太小。一般建议在开关结点下布放一个接地铜箔区,提供额外的屏蔽。

如果设计中没有用于表面安装功率MOSFET与电感的散热器,则铜箔区必须有足够的散热面积。对于直流电压结点(如输入/输出电压与电源地),合理的方法是让铜箔区尽可能大。

多过孔有助于进一步降低热应力。要确定高dv/dt开关结点的合适铜箔区面积,就要在尽量减小dv/dt相关噪声与提供良好的MOSFET散热能力两者间做一个设计平衡。

控制电路布局

使控制电路远离高噪声的开关铜箔区。对降压转换器,好的办法是将控制电路置于靠近VOUT+端,而对升压转换器,控制电路则要靠近VIN+端,让功率走线承载连续电流。

如果空间允许,控制IC与功率MOSFET及电感(它们都是高噪声高热量元件)之间要有小的距离(0.5英寸~1英寸)。如果空间紧张,被迫将控制器置于靠近功率MOSFET与电感的位置,则要特别注意用地层或接地走线,将控制电路与功率元件隔离开来。

控制电路应有一个不同于功率级地的独立信号(模拟)地。如果控制器IC上有独立的SGND(信号地)和PGND(功率地)引脚,则应分别布线。对于集成了MOSFET驱动器的控制IC,小信号部分的IC引脚应使用SGND.

信号地与功率地之间只需要一个连接点。合理方法是使信号地返回到功率地层的一个干净点。只在控制器IC下连接两种接地走线,就可以实现两种地。

此焊盘应焊到PCB上,以尽量减少电气阻抗与热阻。应在接地焊盘区放置多个过孔。

回路面积与串扰

两个或多个邻近导体可以产生容性耦合。一个导体上的高dv/dt会通过寄生电容,在另一个导体上耦合出电流。为减少功率级对控制电路的耦合噪声,高噪声的开关走线要远离敏感的小信号走线。如果可能的话,要将高噪声走线与敏感走线布放在不同的层,并用内部地层作为噪声屏蔽。

空间允许的话,控制IC要距离功率MOSFET和电感有一个小的距离(0.5英寸~1英寸),后者既有大噪声又发热。

走线宽度的选择

对具体的控制器引脚,电流水平和噪声敏感度都是唯一的,因此,必须为不同信号选择特定的走线宽度。通常情况下,小信号网络可以窄些,采用10mil~15mil宽度的走线。大电流网络(栅极驱动、VCC以及PGND)则应宽一些,具体宽度根据电流大小定义。

转载:电子产品世界

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