平均电流模式的工作原理及特点

图1为平均电流模式的控制系统图,K为检测电流放大器,CEA为电流误差放大器,VEA为电压误差放大器。输出电压通过分压电阻器接到电压误差放大器的反相端,VEA同相端接参考电压Vref,输出的电压误差信号经VEA放大后输出,电压值为Vc。Vc连接到电流误差放大器CEA的同相端,输出电流信号由Rs取样,经电流放大器K放大后,输出到电流误差放大器CEA的反相端,电流信号和输出电压误差信号在电流误差放大器CEA内进行比较然后放大,输出为Ve,Ve送到PWM比较器的反相端,与PWM比较器的同相端的锯齿波进行比较,输出PWM关断信号。振荡电路产生PWM的开通时钟信号,同时输出信号给锯齿波发生器以产生相应的锯齿波。

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图1:平均电流模式的控制系统图

电流信号为向上的锯齿波,反相放大后,Ve为向下斜坡信号,Ve向下斜坡信号与锯齿波向上斜坡信号相等时,PWM信号的关断,如图2所示。当输入电压的增加,电感电流信号上升的斜率提高,因此Ve的下降斜率更陡峭,从而使占空比变窄。电压外环用于补偿由负载变化引起的输出电压变化,由于电感电流由VEA处理,系统表现为一个单极点响应,从而简化了电压补偿环路。

峰值电流模式中,电流检测信号直接与电压误差信号进行比较,电流检测信号没有经过电流放大器的处理,因此峰值电流模式中,容易受到电流信号前沿尖峰噪声的干扰。而平均电流模式中,输出电流的波形带有锯齿波分量,与电压误差信号进行比较放大时,电流误差放大器CEA的外接的补偿网络会对电流信号做平均化的处理,从而得到代表跟踪平均电流的误差信号控制PWM信号的关断。此外,高频的电流信号前沿尖峰噪声会被滤除,PWM比较器之后的SR锁存器可避免由噪声引起的信号跳变,从而消除了由于噪声尖峰而过早关断MOSFET的可能。

由于Ve为向下的斜坡,这也意味着在反馈环中加入了一定的斜坡补偿,从而避免次谐波振荡,当占空比超过50%时不需要斜坡电压补偿。

由图2可知,若Ve上升的斜率大于三角锯齿波信号的斜率,系统失去交点将无法平衡,会发生谐振和不稳定,因此要控制电感电流的下降斜率,从而保证Ve上升的斜率必须小于三角锯齿波信号的斜率,同时Ve信号的值也不能超过斜坡电压。

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图2:平均电流模式的控制波形

电感电流的下降的斜率为:
di/dt = L*Vo

Ve上升的斜率为:
K*Rs*GCEA*Vo/L

Rs为电流检测电阻,K为电流放大器增益,GCEA为CEA的增益,Vs为三角锯齿波信号幅值,fs为开关周期。

若CEA是具有较高的输出阻抗的跨导放大器,则补偿的RC网络可以直接连接到CEA的输出端和地之间,
GCEA = Gm*RG

Gm为跨导放大器的跨导,RG为跨导放大器直流输出阻抗,即跨导放大器输出端所接RC补偿网络中的电阻。CEA的直流增益应该尽可能高,以精确处理直流输出电流。对于直流,补偿网络中的电容相当于开路,CEA直流增益最大。

平均电流模式控制的优点:

(1)平均电感电流能够高度精确地跟踪电流信号。
(2)不需要斜坡补偿。
(3)优越的抗噪声性能。
(4) 适合于任何电路拓扑。
(5)容易调试。
(6)易于实现均流。
(7)高di/dt动态响应,适合低压大电流输出应用。

平均电流模式控制的缺点:

(1)电流放大器在开关频率处的增益有最大限制。
(2)双闭环放大器带宽、增益等配合参数,设计调试复杂。

2 滞回电流模式的工作原理及特点

图3为滞回电流模式的控制原理图,滞回电流模式也是双环控制,外环是电压环,输出电压经分压电阻器分压后与参考电压进行比较,然后经电压误差放大器放大,图中为跨导型放大器,电压误差放大器的输出信号为Vc,Vc连接到比较器A1的同相端和A2的反相端。A1比较器控制开关管的开通,A2比较器控制开关管的关断。

电流检测信号经电流放大器K放大后输出为Vs,Vs连接到A1的反相端,同时Vs-IR*RR信号值连接到A1的同相端。

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图3:滞回电流模式的控制系统图

下面分析其工作过程:

(1)若初始的状态是开关管导通,电感的电流线性上升,但是此时,Vs-IR*RR电压低于Vc,Vs也电压低于Vc,A2输出低电平,A1输出高电平,控制逻辑电路输出上管的驱动信号,开关管导通。

(2)电感电流继续上升,Vs的电压上升,当Vs-IR*RR电压低于Vc,同时,Vs电压高于Vc,此时,A2输出低电平,A1也输出低电平,控制逻辑电路保持输出上管的驱动信号,上开关管保持导通。

(3)当电感电流继续上升,使Vs-IR*RR电压高于Vc,Vs电压也高于Vc,此时,A2输出高电平,A1输出低电平,控制逻辑电路关断上管的驱动信号,上开关管关断。

(4)开关管关断后,电感电流下降,使Vs-IR*RR电压低于Vc,Vs电压高于Vc,此时,A2输出低电平,A1输出低电压,控制逻辑电路保持开关管关断。

(5)电感电流继续下降,使Vs-IR*RR电压低于Vc,Vs电压也低于Vc,此时,A2输出低电平,A1输出高电压,控制逻辑电路输出上管的驱动信号,开关管导通,进入下一个开关周期,如此反复。
由上述原理可见,滞回电流模式为变频控制,电流环产生二个检测电压信号。

滞回电流模式的优点:

(1)不需要斜坡补偿。
(2)稳定性好,不会因为噪声产生不稳定的振荡。

滞回电流模式的缺点:

(1)需要对电感电流全周期的检测和控制。
(2)变频控制容易产生变频噪声,电感设计难以优化。

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图4:滞回电流模式的控制波形

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围观 4

引言

如今的电源市场,拼体积、拼价格、拼性能,如何做到这3点就需要一个经验丰富的Layout工程师。

1、静电打坏IC

1、VCC电容跟VCC脚越近越好。如下图VCC电容与IC脚太远,静电和耐压都会打坏IC,当然这还要看芯片的抗ESD能力。

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2、单点接地,静电和耐压的回路是一样的,首先我们搞清楚它的回路基本就清晰了,主要2个部分,Y电容,变压器初次级寄生电容。所以这2个器件的地在允许的情况下尽量单点接地,防止打坏IC。

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3、下面这个最郁闷了,10KV空气没事,15KV挂了,直接炸机,最后调到怕了。后来拉窗帘关灯在下图红色部分,Y电容的地一个欢快的小火花颠到了MOS,也就是说15KV要更远的距离,后来把开槽又拉了一部分装绝缘片隔离OK了。

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4、放电针,不要小看了一个小小的放电针,关键的时候大作用,我有实际看过,如下图在一个黑暗的房间内,打15KV静电,两端放电拉弧产生一个火花消耗掉。要注意安规距离哦。

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2.Layout对温度的影响。

一个画板经验丰富的工程师和一个比较业余的做出来的温度相差10-20度你信吗,我信了。

1、肖特基温度高,这么办换封装加电流改匝比换品牌,其实Layout也是可以解决的,把肖特基阳极接到母座上,利用母座散热肖特基温度可以下来10度作用。

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2、接着上面那附图,肖特基温度下来了,母座有所提高,变压器和MOS靠母座太近,也可以理解为功率器件之间距离太近,大家知道变压器MOS肖特基啊这些功率器件,在越恶化的环境中性能越差导致温度更高。如下图2者分开和靠近,肖特基和内置MOS的IC 温度相差7度。

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3、利用一切可利用的散热,经常听到某IC,FAE说我们这颗IC温度100度自己实际做出来120度,这就看画板了。车充,开窗,加厚铜箔,利用负极弹片把热导出。 原本125度,上面3点加进去降低20度你信嘛我信了。Q2同步整流,开窗直接接到负极弹片,Q1开关管,U1IC原理Q1Q2。同步2OZ。

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130度的图也上一下。这个板 Q1 125度 Q2 134度 IC 120度 电感120度。

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3.如何设计更小的纹波

纹波大家都知道影响这一点的就是减小电容的ESR,加大容量,加差模电感减小纹波电流组成π滤波。上面说到,降低成本,办法总比问题多,先检查板子。,先看下面这个板子,CN1纹波90mV,CN2纹波150mV。仔细看下面蓝色线勾勒出来的地方环路面积太大,把CE3放在2个USB的中间,纹波都降到100mV,实际有困难的话,可以在CN2端再加一个小电容。

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不要超捷径要按顺序走,看下图,电流的方向直接忽略的电容的地,纹波近300mV,我们试着把变压器的地接到C4地。再看电流的走向一个完整的回路,纹波降到73mV。

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在必须加π滤波的时候也要注意。差模电感前面的电容要大于或者等于或者的容量,否则容易引起震荡。

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整流肖特基要靠近滤波电容否则也容易产生震荡,有碰到一次严重的高压炸机。就是下面这幅图曾经把我炸的心力憔悴。

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4.布局时应考虑EMI因数

EMI 日常中我们调试无非就是吸收,加共模,X电容,变压器屏蔽。其实画板也可以解决很多问题。

1、 MOS与变压器太近。传导NG,这很容易分辨,平均值很多地方超峰峰值也很多地方超。把MOS和LN 拉开距离基本就解决。

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2、变压器和LN太近。同样 传导NG,峰峰值平均值很多地方超,往往基于结构的弊端没有办法而为之。是的变压器加屏蔽可以解决,可以试着把变压器反馈和次级反着绕。一般也能解决这一成本就省下来了。

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3、Y电容的接点。如下图Y电容的地直接接大电容的地还是变压器的地2种效果或者输出的低还是正,这个没有硬指标完全看实际效果,在很多时候还是很明显的效果,这里聊一下Y电容最好还是加充电器最好还是加上可以减少纹波噪声,减少手机干扰,适配器的话就看情况了,比如机顶盒加了反而会有干扰。

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4、车充 比较明显的一点就是,续流二极管的阳极接输入点解的地效果还是很明显的。

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不要去用母座作为走线,阻抗大影响效率,有做过实验影响0.5个点。

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海拔5000m,目前我们做认证就是CCC碰到过着这个要求,主要区别就是空气爬电,初次级都要满足6.4mm

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线要跟半边距离大于0.8mm,给大家看一张图,几乎贴板了,实物成这样了只有0.4造成过电流能力不足。

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最短距离8.5左右,当时的绝缘片只包到MOS,G极。

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围观 28

电源并不是一个简单的小盒子,它相当于有源器件的心脏,源源不断的向元器件提供能量。 电源的好坏,直接影响到元器件的性能。电源的设计、制造及品质管理等测试需要精密的电子仪器设备来模拟电源供应器实际工作时之各项特性(亦即为各项规格),并验证通过后才能投入使用。

工程师在设计或者测评电源时须知考虑以下要素:

一. 描述输入电压影响输出电压几个指标形式
  
1. 绝对稳压系数
  
A.绝对稳压系数:表示负载不变时,稳压电源输出直流变化量△U0与输入电网变化量△Ui之比。即:K=△U0/△Ui。
  
B. 相对稳压系数:表示负载不变时,稳压器输出直流电压△Uo的相对变化量△Uo与输出电网 Ui 的相对变化量Ui之比。即:S=△Uo/Uo /△Ui/Ui。
  
2. 电网调整率

它表示输入电网电压由额定值变化±10%时,稳压电源输出电压的相对变化量,有时也以绝对值表示。
  
3. 电压稳定度
  
负载电流保持为额定范围内的任何值,输入电压在规定的范围内变化所引起的输出电压相对变化△Uo/Uo百分值),称为稳压器的电压稳定度。

二. 负载对输出电压影响的几种指标形式

1. 负载调整率(也称电流调整率)
  
在额定电网电压下,负载电流从零变化到最大时,输出电压的最大相对变化量,常用百分数表示,有时也用绝对变化量表示。
  
2. 输出电阻(也称等效内阻或内阻)
  
在额定电网电压下,由于负载电流变化△IL引起输出电压变化△Uo,则输出电阻为Ro=|△Uo/△IL| 欧。

三. 纹波电压的几个指标形式
  
1. 最大纹波电压
  
在额定输出电压和负载电流下,输出电压的纹波(包括噪声)的绝对值的大小,通常以峰峰值或有效值表示。
  
2. 纹波系数 Y(%)
  
在额定负载电流下,输出纹波电压的有效值Urms与输出直流电压 Uo 之比,即y=Umrs/Uo x100%
  
3. 纹波电压抑制比
  
在规定的纹波频率(例如 50Hz)下,输出电压中的纹波电压 Ui~与输出电压中的纹波电压 Uo~之比,即:纹波电压抑制比=Ui~/Uo~ 。
   
这里声明一下:噪声不同于纹波。纹波是出现在输出端子间的一种与输入频率和开关频率同步的成分,用峰-峰(peak to peak)值表示,一般在输出电压的 0.5%以下;噪声是出现在输出端子间的纹波以外的一种高频成分,也用峰-峰(peak to peak)值表示,一般在输出电压的 1%左右。纹波噪声是二者的合成,用峰-峰(peak to peak)值表示,一般在输出电压的 2%以下。

四. 冲击电流
  
冲击电流是指输入电压按规定时间间隔接通或断开时,输入电流达到稳定状态前所通过的最大瞬间电流。一般是 20A——30A。

五. 过流保护
  
过流保护是一种电源负载保护功能,以避免发生包括输出端子上的短路在内的过负载输出电流对电源和负载的损坏。过流的给定值一般是额定电流的 110%——130%。

六. 过压保护
  
过压保护是一种对端子间过大电压进行负载保护的功能。一般规定为输出电压的 130%——150%。

七. 输出欠压保护
  
当输出电压在标准值以下时,检测输出电压下降或为保护负载及防止误操作而停止电源并发出报警信号,多为输出电压的 80%——30%左右。

八. 过热保护
  
在电源内部发生异常或因使用不当而使电源温升超标时停止电源的工作并发出报警信号。

九. 温度漂移和温度系数
  
温度漂移:环境温度的变化影响元器件的参数的变化,从而引起稳压器输出电压变化。常用温度系数表示温度漂移的大小。
  
绝对温度系数:温度变化1摄氏度引起输出电压值的变化△UoT,单位是 V/℃或毫伏每摄氏度。
  
相对温度系数:温度变化 1 摄氏度引起输出电压相对变化△UoT/Uo,单位是 V/℃。

十. 漂移
  
稳压器在输入电压、负载电流和环境温度保持一定的情况下,元件参数的稳定性也会造成输出电压的变化,慢变化叫漂移,快变化叫噪声,介于两者之间叫起伏。
  
表示漂移的方法有两种:
  
1. 在指定的时间内输出电压值的变化△Uot。
  
2. 在指定时间内输出电压的相对变化△Uot/Uo。
  
考察漂移的时间可以定为 1 分钟、10 分钟、1 小时、8 小时或更长。只在精度较高的稳压器中,才有温度系数和温漂两项指标。

十一. 响应时间
  
响应时间是指负载电流突然变化时,稳压器的输出电压从开始变化到达新的稳定值的一段调整时间。在直流稳压器中,则是用在矩形波负载电流时的输出电压波形来表示这个特性,称为过度特。

十二. 失真
  
失真这是交流稳压器特有的。是指输出波形不是正 波形,产生波形畸变,称为畸变。

十三. 噪声
  
按30Hz——18kHZ 的可听频率规定,这对开关电源的转换频率不成问题,但对带风扇的电源要根据需要加以规定。

十四. 输入噪声
  
为使开关电源工作保持正常状态,要根据额定输入条件,按由允许输入外并叠加于工业用频率的脉冲状电压(0——peak)制定输入噪声指标。一般外加脉冲宽度为 100——800us,外加电压 1000V。

十五. 浪涌
  
这是在输入电压,以 1 分钟以上的间隔按规定次数加一种浪涌电压,以避免发生绝缘破坏、闪络、电弧等异常现象。通信设备等规定的数值为数千伏,一般为 1200V。

十六. 静电噪声
  
指在额定输入条件下,外加到电源框体的任意部分时,全输出电路能保持正常工作状态的一种重复脉冲状的静电。一般保证 5——10KV 以内。

十七. 稳定度
  
允许使用条件下,输出电压最大相对变化△Uo/Uo。

十八. 电气安全要求(GB 4943-90)
  
1. 电源结构的安全要求
  
1) 空间要求
   
UL、CSA、VDE 安全规范强调了在带电部分之间和带电部分与非带电金属部分之间的表面、空间的距离要求。UL、CSA要求:极间电压大于等于 250VAC 的高压导体之间,以及高压导体与非带电金属部分之间(这里不包括导线间),无论在表面间还是在空间,均应有 0.1 英寸的距离;VDE 要求交流线之间有 3mm 的徐变或 2mm 的净空隙;IEC 要求:交流线间有 3mm 的净空间隙及在交流线与接地导体间的 4mm 的净空间隙。另外,VDE、IEC要求在电源的输出和输入之间,至少有 8mm 的空间间距。
  
2) 电介质实验测试方法(打高压:输入与输出、输入和地、输入 AC 两级之间)
  
3) 漏电流测量
   
漏电流是流经输入侧地线的电流,在开关电源中主要是通过静噪滤波器的旁路电容器泄露电流。UL、CSA 均要求暴露的不带电的金属部分均应与大地相接,漏电流测量是通过将这些部分与大地之间接一个 1.5K 欧的电阻,其漏电流应该不大于 5 毫安。VDE 允许:用 1.5K 欧的电阻与 150nP 电容并接。并施加 1.06倍额定使用电压,对数据处理设备,漏电流应不大于 3.5 毫安。一般是 1 毫安左右。
  
4) 绝缘电阻测试
  
VDE 要求:输入和低电压输出电路之间应有 7M 欧的电阻,在可接触到的金属部分和输入之间,应有 2M 欧的电阻或加 500V 直流电压持续 1 分钟。
  
5) 印制电路板要求
  
要求是 UL 认证的 94V-2 材料或比此更好的材料。
  
2. 对电源变压器结构的安全要求
  
1) 变压器的绝缘
  
变压器的绕组使用的铜线应为漆包线,其他金属部分应涂有瓷、漆等绝缘物质。
  
2) 变压器的介电强度
  
在实验中不应出现绝缘层破裂和飞弧现象。
  
3) 变压器的绝缘电阻
  
变压器绕组间的绝缘电阻至少为 10M 欧,在绕组与磁心、骨架、屏蔽层间施加 500 伏直流电压,持续 1 分钟,不应出现击穿、飞弧现象。
  
4) 变压器湿度电阻
   
变压器必须在放置于潮湿的环境之后,立即进行绝缘电阻和介电强度实验,并满足要求。潮湿环境一般是:相对湿度为 92%(公差为 2%),温度稳定在 20 到 30 摄氏度之间,误差允许 1%,需在内放置至少 48 小时之后,立即进行上述实验。此时变压器的本身温度不应该较进入潮湿环境之前测试高出 4 摄氏度。
  
5) VDE 关于变压器温度特性的要求
  
6) UL、CSA 关于变压器温度特性的要求。
  
注: IEC——International ElectrotechnICal Commission
  
VDE——Verbandes Deutcher ElectrotechnICer
  
UL——Underwriters’ Laboratories
  
CSA——CANadian Standards Association
  
FCC—— Federal CommunICations Commission

十九. 无线电骚扰(按照 GB 9254-1998 测试)
  
1. 电源端子骚扰电压限值
  
2. 辐射骚扰限值

二十.电磁兼容性试验
  
电磁兼容性试验(electromagnetIC compatiblity EMC)
  
电磁兼容性是指设备或系统在共同的电磁环境中能正常工作且不对该环境中 任何事物构成不能承受的电磁干扰的能力。
   
电磁干扰波一般有两种传播途径,要按各个途径进行评价。一种是以波长长的频带向电源线传播,给发射区以干扰的途径,一般在 30MHz 以下。这种波长长的频率在附属于电子设备的电源线的长度范围内还不满 1 个波长,其辐射到空间的量也很少,由此可掌握发生于电源线上的电压,进而可充分评估干扰的大小,这种噪声叫做传导噪声。
  
当频率达到 30MHz 以上,波长也会随之变短。这时如果只对发生于电源线的噪声源电压进行评价,就与实际干扰不符。因此,采用了通过直接测定传播到空间的干扰波评价噪声大小的 方法,该噪声就叫做辐射噪声。测定辐射噪声的方法有上述按电场强度对传播空间的干扰波进行直接测定的方法和测定泄露到电源线上的功率的方法。
 
电磁兼容性试验包括以下试验:
  
① 磁场敏感度:(抗扰性)设备、分系统或系统暴露在电磁辐射下的不希望有的响应程度。敏感度电平越小,敏感性越高,抗扰性越差。固定频率、峰峰值的磁场 

② 静电放电敏感度:具有不同静电电位的物体相互靠近或直接接触引起的电荷转移。300PF 电容充电到-15000V,通过 500 欧电阻放电。可超差,但放完后要正常。数据传递、储存,不能丢
  
③ 电源瞬态敏感度:包括尖峰信号敏感度(0.5us 10us 2 倍)、电压瞬态敏感度(10%-30%,30S 恢复)、频率瞬态敏感度(5%-10%,30S 恢复)。
  
④ 辐射敏感度:对造成设备降级的辐射干扰场的度量。(14K-1GHz,电场强度为 1V/M)
  
⑤ 传导敏感度:当引起设备不希望有的响应或造成其性能降级时,对在电源、控制或信号线上的干扰信号或电压的度量。(30Hz-50KHZ 3V ,50K-400M 1V)
  
⑥ 非工作状态磁场干扰:包装箱 4.6m 磁通密度小于 0.525uT,0.9m 0.525Ut。
  
⑦ 工作状态磁场干扰:上、下、左、右交流磁通密度小于 0.5mT。
  
⑧ 传导干扰:沿着导体传播的干扰。10KHz-30MHz 60(48)dBuV。
  
⑨ 辐射干扰:通过空间以电磁波形式传播的电磁干扰。10KHz-1000MHz 30 屏蔽室60(54)uV/m。

二十一.环境实验
   
环境试验是将产品或材料暴露到自然或人工环境中,从而对它们在实际上可能遇到的贮存、运输和使用条件下的性能作出评价。包括低温、 高温、恒定湿热、交变湿热、 冲撞(冲击和碰撞)、振动、恒加速、贮存、长霉、腐蚀大气(例如盐雾)、砂尘、空气压力(高压或低压)、温度变化、可燃性、密封、水、辐射(太阳或核)、 锡焊、接端强度、噪声(微打65DB)等。

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围观 4

想要设计出一款高性能的开关电源产品,要求开发人员思考如何在折中的基础上优化,在优化的基础上折中,使开发的电源产品达到最佳的性价比。本文就开发一个开关电源产品所需要进行的各种优化和折中进行了深刻分析。

1:开发一个开关电源产品所需要进行的各种优化

1):功率级参数的优化:

在选定功率级拓扑后,可利用前面的知识和稳态工作点选择,对功率级参数进行优化,使得:

---开关功率器件的损耗最小;

---功率变压器和滤波电感、滤波电容等的体积最小;

---电源整机的功率密度最高;

---功率级的Layout最合理,等等。

在这些优化中,最重要的是功率变压器的优化,其变比,其绕法都会直接影响其它功率元器件的选择和整个功率级的效率及功率密度。合理地选择功率开关器件和它们的驱动电路及吸收电路,对功率级的性能也很重要。

2):环路参数的优化:

在选定功率级拓扑和控制策略后,可利用前面的知识并在功率级参数优化的基础上,对环路参数进行优化,使得:

---尽量减小闭环电压音频隔离度从而减小PFC滤波电容;

---尽量减小闭环输出阻抗从而减小DC输出滤波电容;

---尽量提高电源的闭环响应速度从而减小DC输出滤波电容;

在环路优化中,最重要的是补偿器参数,调制器参数(如外部斜波补偿含量)和光耦电路参数的优化,其中电源整机的PCB Layout对环路的影响非常大,只有在好的PCB Layout下面,通过环路各部分参数的优化,才能使电源环增益的带宽尽可能大,从而实现更好的动态性能和更高的功率密度。

3):辅助电源参数的优化:

在采用绕组供电的开关电源产品中,必须对辅助电源的质量进行优化,使得:

---辅助电源对开关电源稳态性能的影响最小;

---辅助电源对开关电源动态性能的影响最小;

---辅助电源不会影响开关电源整机的可靠性;

采用变压器绕组或电感绕组的辅助电源,其输出电压的质量一般不太好,通过对辅助电源的优化,要保证自供电后的电源整机性能变化最小,可靠性没有问题。

4):其它优化:

---电源内各种保护电路的优化;

---EMI滤波器电路的优化;

---电源内部热环境的优化;

---电源其它功能电路(如均流、同步、热插拔、远端补偿等等)的优化;

---PCB Layout的优化,等等。

2:开发一个开关电源产品所需要进行的各种折中

1):折中一:稳态性能与动态性能的折中

很多功率级拓扑,其稳态性能与动态性能通常难以兼顾。稳态性能好的,动态性能就差,动态性能好的,稳态性能就差,这种例子非常多,所以选择拓扑时一定要根据要求和应用场合来合理选择。即使同一个拓扑,其功率级参数设计时,也要考虑稳态性能和动态性能的折中,如输出滤波电感的设计,对效率而言,希望其越大越好,但对动态性能而言,则希望其小一点好,所以设计时需要折中。

2):折中二:功率密度与可靠性的折中

很多有更高功率密度的拓扑,其实现时会比较复杂,而且往往拓扑本身还有可靠性较低的隐患。所以选择拓扑时也要根据可靠性和性能来进行具体折中。如一些能实现软开关的拓扑,一般可实现更高的开关频率,具有更高的功率密度,但他们在实现的产品中,可靠性往往较低。

3):折中三:小信号性能与大信号性能的折中

在一个电源中,有很多性能需要满足,利用不同的控制策略,不同的补偿电路,会得到不同的动态性能。有些控制策略或参数对输入端的扰动具有较强的抑制能力,有些则对负载端的扰动具有较强的抑制能力,有的参数对小信号动态稳定性很好,但在大信号下,且可能不稳定,有的参数能满足大信号的要求,但小信号下且会变差,因此要对大小信号的动态设计进行折中。

4):折中四:高低温下的设计折中

在一个电源中,因各种参数都与其工作时的温度有关,所以必须找出一组参数能在全部环境温度范围内满足所有性能指标,这需要做很多折中。

5):折中五:电性能与热性能之间的折中

在一个电源中,电性能(如电应力和EMI性能)与热性能之间的要求是矛盾的。为了获得好的EMI和低的电应力,希望功率元器件形成的回路尽量小,但这会使得各元器件之间的热影响更厉害,各元器件的损耗会更大;将各功率元器件之间的回路加大,可减小这种热影响,改善热设计,但因寄生参数的增加,会使器件的电应力增加,效率变低,EMI性能变坏,所以电源中热与电两个设计是非常需要折中的。

6):折中六:关键部件的设计折中

在开关电源中,有一些关键部件,在设计时需要折中,如功率变压器的设计,对稳态效率性能而言,在变比等已经最优化后,希望其漏感最小,但在实现漏感最小的同时,往往会增加绕组之间的分布电容,这通常会增加共模EMI干扰和降低安全要求;另外如驱动能力的折中,为了减小功率开关器件(MOSFET)的开关损耗,希望其开关过程尽量短,这可通过减小门极驱动电阻来实现,但在开关速度提高的同时,往往会增加电源的共模EMI,使得EMI特性变差。

7):其它折中:

做好一个开关电源,还有很多其它折中要做,总之因为开关电源是一个在一定边界(有输入电压,负载电流和环境温度组成的长方体)之内满足规格书要求的功率电子产品,既有功率处理和信息处理,又有热处理,所以为了做好这样的产品必须要做很多很多的折中,这要求开发人员如何在折中的基础上优化,在优化的基础上折中,使开发的电源产品达到最佳的性价比。

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作者:张兴柱博士
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围观 8

当MEMS惯性测量单元(IMU)用作运动控制系统中的反馈传感器时,你必须了解陀螺仪的噪声情况,因为,它会在所监视的平台上造成不必要的物理运动。

根据具体情况,针对特定MEMS IMU进行早期应用目标噪声估算时需要考虑多个潜在的误差源。在此过程中需要考虑的三个常见陀螺仪特性——其固有噪声、线性振动响应和对准误差。

图 1的简单模型显示了会影响各误差源评估的几个特性:噪声源、传感器响应和滤波。此模型给出了对这些特性进行频谱分析所需的基准。

“1”
图1.陀螺仪噪声源和信号链

传感器固有噪声

传感器固有噪声代表的是陀螺仪在静态惯性和环境条件下运行时其输出中的随机振动。MEMS IMU数据手册通常会提供速率噪声密度(RND)参数来描述陀螺仪相对于频率的固有噪声。此参数通常使用单位°/s/√Hz,是预测特定滤波器配置固有噪声的关键。这里的公式给出了一种简单方法来估算与特定频率响应(噪声带宽)和RND相关的噪声。

“”

当RND的频率响应遵循单极点或双极点低通滤波器曲线时,噪声带宽(fNBW)和滤波器截止频率(fC)将有如下的关系。

“3”

“4”

除了RND参数外,MEMS IMU数据手册有时会使用输出噪声等参数指定特定滤波器配置的陀螺仪固有噪声。输出噪声通常使用角速率标准单位(°/s),并使用均方根(rms)等统计术语来描述总噪声幅度。

线性振动

由于陀螺仪用于测量旋转角速率,因此其对线性运动的响应会引入测量误差。MEMS IMU数据手册通常通过“线性加速度对偏置的影响”或“线性加速度”等参数来描述对线性运动的这一响应,这些参数通常使用单位°/s/g。线性振动是一种重复的惯性运动,其幅度大小可通过位移(m)、线性速度(m/s)或线性加 速度(m/s2或g)表示。在特定的振动频率(fLV)下,位移(|dLV|)、速度(|vLV|)和加速度(|aLV|)之间的幅度关系如公式4所示。

“5”

当振动幅度以加速度(grms)表示时,与线性加速度参数相乘可估算陀螺仪测量中产生的噪声。例如,当ADIS16488A承受5 g (rms)的振动时,由于线性加速度等于0.009°/s/g,因此其陀螺仪中的 噪声估算值将为0.045°/s (rms)。

“”

如图1所示,陀螺仪信号链常常包括滤波器,这有助于减少线性振动引起的噪声。以频谱项(幅度、频率)定义振动可在估算噪声贡献时考虑滤波器的影响。加速度频谱密度(ASD)函数是以频谱项表达振动的常见方式,通常使用单位g2/Hz。下面通过示例说明已知ASD和陀螺仪频率响应(HG)时估算噪声幅度的步骤:

1、ASD函数乘以陀螺仪频率响应的平方值;

“”

2、利用帕塞瓦尔定理,通过在目标频率范围内对ASDF进行积分来计算“滤波振动曲线”中的平均功率;

“”

3、求取噪声功率估算值的平方根,然后与线性加速度系数(HLG)相乘即可计算出陀螺仪噪声幅度。

“”

对准误差

运动控制系统通常会建立惯性参考系,其中包含三个相互垂直90°的轴。这三个轴为MEMS IMU中的各个传感器提供方位参考。理想情况下,陀螺仪的各个旋转轴将与系统参考系中的轴完全对齐,将IMU安装到平台上之后,其将监视运行情况。这种情况下,在惯性参考系中围绕其中一个轴旋转,只有该轴的陀螺 仪会生成响应。实际操作中,无法实现这种效果,因为机械缺陷必定会造成一些对齐误差,从而导致离轴陀螺仪响应惯性参考系中围绕一个轴的旋转运动。量化此响应需要一些三角恒等式,并谨慎定义陀螺仪的对齐误差。

每个陀螺仪的对齐误差均具有两个分量,分别定义其相对于惯性参考系中另一个轴的对齐误差。例如,对于图2中的系统,θXZ代表x轴陀螺仪相对于z轴的对齐误差。此对齐误差定义有助于建立公式以计算离轴陀螺仪对系统惯性参考系中围绕另一个轴旋转运动的响应。公式中给出了一个示例,其量化了x 轴陀螺仪相对于z轴的对齐误差(θXZ)和围绕z轴旋转(ωZR)而产生的响应(ωGX)。

“”
图2.三轴式陀螺仪对齐误差

“”

MEMS IMU通常具有两种类型的对齐误差,它们相互关联,但在系统级建模中具有不同应用——轴到封装和轴到轴:

“轴到封装对齐误差”描述陀螺仪相对于器件封装上特定机械特性的对齐情况。将IMU安装到系统后,如果系统无法支持惯性对齐,则轴到封装对齐误差将成为整体对齐误差的主要因素之一。系统与 IMU的机械接口的机械缺陷也会增加整体对齐误差;

“轴到轴对齐误差”描述各个陀螺仪旋转轴相对于其他两个陀螺仪的相对对齐精度。在系统可以实现简单的对齐过程时,此参数影响最大,此时通常沿系统的惯性参考系中的一个轴直线移动整个组件(IMU已安装在系统平台上),同时需要观察传感器。

如果对齐误差不是IMU规格的一部分,则通过评估器件封装中主要机械特性的物理容差就可以估算这些误差。例如,以下情况会引入0.5°的对齐误差:

4 mm × 4 mm LGA封装上的焊接回流工艺具有35 μm的安装误差;

PCB上相距20 mm的两个安装孔之间具有0.175 mm的容差。

案例研究

为了说明这些原理,请看以下示例,其中估算ADIS16488A中的陀螺仪噪声,该器件用于在以下配置/条件下运行的新型航电系统:

陀螺仪可用全带宽
振动(ASD(f)):0.122 g2/Hz;10 Hz到2000 Hz (总振动= 5 grms)
最大旋转速率 = ±100°/s,频率范围 = 5 Hz到50 Hz

全带宽配置匹配与ADIS16488A针对固有传感器噪声的0.135°/s(rms)的输出噪声规格相关的条件。对于振动贡献,图3给出了曲线说明ASD(f)以及滤波曲线ASDF(f)。ASDF(f)中的频率响应反映了与此IMU陀螺仪信号路径中双极点(404 Hz,757 Hz)低通滤波器相关的衰减曲线。

“”
图3.振动频谱分析

利用公式通过线性加速度参数乘以ASDF (f)曲线幅值2.24 g rms,可估算产生的噪声电平为0.02°/s (rms)。此噪声电平比通过公式5到的0.045°/s (rms)低55%,利用公式的方法未采用频谱项评估此噪声源。这种改善是采用频谱项定义振动曲线以获取值的一个示例。

“”

通过如下公式可计算50 Hz频率下围绕z轴进行±100°/s旋转振荡时的x轴陀螺仪噪声。由于50 Hz恰好位于双极点滤波器的通带中,因此滤波器无法抑制此噪声源。此计算假设ADIS16488A的轴到轴对齐误差是主要误差源(也就是说,将IMU安装到系统后,全面部署时将包括简单的惯性参考系对齐过程)。

“”

表1总结了ADIS16488A中来自各个因素的陀螺仪噪声。公式12给出了0.15°/s (rms)的整体噪声估算值(ωNOISE),表示表1中所有三个噪声源的平方和根值(RSS)。

表1.噪声贡献总结

“”

“”

上述这些方法利用相应数据手册中的常用参数信息以及对惯性条件的初步见解或估算,给出了评估MEMS陀螺仪信号中常见噪声源的简单流程。了解和评估这些噪声源有助于您确定重要的应用信息,指导IMU选择流程,还可以发掘改善机会(简单对齐,当IMU支持相应的轴到轴对齐误差级别时)以使用更经济的解决方案,反之则无法实现这种优势。

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围观 4

开关电源是一种应用功率半导体器件并综合电力变换技术、电子电磁技术、自动控制技术等的电力电子产品。因其具有功耗小、效率高、体积小、重量轻、工作稳定、安全可靠以及稳压范围宽等优点,而被广泛应用于计算机、通信、电子仪器、工业自动控制、国防及家用电器等领域。但是开关电源瞬态响应较差、易产生电磁干扰,且EMI信号占有很宽的频率范围,并具有一定的幅度。这些EMI信号经过传导和辐射方式污染电磁环境,对通信设备和电子仪器造成干扰,因而在一定程度上限制了开关电源的使用。

开关电源产生电磁干扰的原因

电磁干扰 (EMI,Electromagneticlnterference)是一种电子系统或分系统受非预期的电磁扰动造成的性能损害。它由三个基本要素组成:干扰源,即产生电磁干扰能量的设备;藕合途径,即传输电磁干扰的通路或媒介;敏感设备,即受电磁干扰而被损害的器件、设备、分系统或系统。基于此,控制电磁干扰的基本措施就是:抑制干扰源、切断祸合途径及降低敏感设备对干扰的响应或增加电磁敏感性电平。

根据开关电源工作原理知:开关电源首先将工频交流电整流为直流电,再逆变为高频交流电,最后经过整流滤波输出,得到稳定的直流电压。在电路中,功率三极管、二极管主要工作在开关管状态,且工作在微秒量级;三极管、二极管在开一闭翻转过程中,在上升、下降时间内电流变化大、易产生射频能量,形成干扰源。同时,由于变压器的漏感和输出二极管的反向恢复电流造成的尖峰,也会形成潜在的电磁干扰。

开关电源通常工作在高频状态,频率在02 kHz以上,因而其分布电容不可忽略。一方面散热片与开关管的集电极间的绝缘片,由于其接触面积较大,绝缘片较薄,因此,两者间的分布电容在高频时不能忽略,高频电流会通过分布电容流到散热片上,再流到机壳地,产生共模千扰;另一方面脉冲变压器的初次级之间存在着分布电容,可将初级绕组电压直接祸合到次级绕组上,在次级绕组作直流输出的两条电源线上产生共模干扰。

因此 , 开关电源中的干扰源主要集中在电压、电流变化大,如开关管、二极管、高频变压器等元件,以及交流输入、整流输出电路部分。

抑制开关电源电磁干扰的措施

通常开关电源EMI控制主要采用滤波技术、屏蔽技术、密封技术、接地技术等。EMI干扰按传播途径分为传导干扰和辐射干扰。开关电源主要是传导干扰,且频率范围最宽,约为10kHz一30MHz。抑制传导干扰的对策基本上10kHz一150kHz、150kHz一10MHz、10MHz以上三个频段来解决。10kHz一150kHz范围内主要是常态干扰,一般采用通用LC滤波器来解决。150kHz一10 MHz范围内主要是共模干扰,通常采用共模抑制滤波器来解决。10MHz以上频段的对策是改进滤波器的外形以及采取电磁屏蔽措施。

采用交流输入EMI滤波器

通常干扰电流在导线上传输时有两种方式:共模方式和差模方式。共模干扰是载流体与大地之间的干扰:干扰大小和方向一致,存在于电源任何一相对大地、或中线对大地间,主要是由du/dt产生的,di/dt也产生一定的共模干扰。而差模干扰是载流体之间的干扰:干扰大小相等、方向相反,存在于电源相线与中线及相线与相线之间。干扰电流在导线上传输时既可以共模方式出现,也可以差模方式出现;但共模干扰电流只有变成差模干扰电流后,才能对有用信号构成干扰。

交流电源输人线上存在以上两种干扰,通常为低频段差模干扰和高频段共模干扰。在一般情况下差模干扰幅度小、频率低、造成的干扰小;共模干扰幅度大、频率高,还可以通过导线产生辐射,造成的干扰较大。若在交流电源输人端采用适当的EMI滤波器,则可有效地抑制电磁干扰。电源线EMI滤波器基本原理如图1所示,其中差模电容C1、C2用来短路差模干扰电流,而中间连线接地电容C3、C4则用来短路共模干扰电流。共模扼流圈是由两股等粗并且按同方向绕制在一个磁芯上的线圈组成。如果两个线圈之间的磁藕合非常紧密,那么漏感就会很小,在电源线频率范围内差

模电抗将会变得很小;当负载电流流过共模扼流圈时,串联在相线上的线圈所产生的磁力线和串联在中线上线圈所产生的磁力线方向相反,它们在磁芯中相互抵消。因此即使在大负载电流的情况下,磁芯也不会饱和。而对于共模干扰电流,两个线圈产生的磁场是同方向的,会呈现较大电感,从而起到衰减共模干扰信号的作用。这里共模扼流圈要采用导磁率高、频率特性较佳的铁氧体磁性材料。

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图1 电源线滤波器基本电路图

利用吸收回路改善开关波形

开关 管 或 二极管在开通和关断过程中,由于存在变压器漏感和线路电感,二极管存储电容和分布电容,容易在开关管集电极、发射极两端和二极管上产生尖峰电压。通常情况下采用RC/RCD吸收回路,RCD浪涌电压吸收回路如图2所示。

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图2 RCD浪涌电压吸收回路

当吸收回路上的电压超过一定幅度时,各器件迅速导通,从而将浪涌能量泄放掉,同时将浪涌电压限制在一定的幅度。在开关管集电极和输出二极管的正极引线上串接可饱和磁芯线圈或微晶磁珠,材质一般为钴(Co),当通过正常电流时磁芯饱和,电感量很小。一旦电流要反向流过时,它将产生很大的反电势,这样就能有效地抑制二极管VD的反向浪涌电流。

利用开关频率调制技术

频率控制技术是基于开关干扰的能量主要集中在特定的频率上,并具有较大的频谱峰值。如果能将这些能量分散在较宽的频带上,则可以达到降低于扰频谱峰值的目的。通常有两种处理方法:随机频率法和调制频率法。

随机频率法是在电路开关间隔中加人一个随机扰动分量,使开关干扰能量分散在一定范围的频带中。研究表明,开关干扰频谱由原来离散的尖峰脉冲干扰变成连续分布干扰,其峰值大大下降。

调制频率法是在锯齿波中加人调制波(白噪声),在产生干扰的离散频段周围形成边频带,将干扰的离散频带调制展开成一个分布频带。这样,干扰能量就分散到这些分布频段上。在不影响变换器工作特性的情况下,这种控制方法可以很好地抑制开通、关断时的干扰。

采用软开关技术

开关电源的干扰之一是来自功率开关管通/断时的du/dt,因此,减小功率开关管通/断的du/dt是抑制开关电源干扰的一项重要措施。而软开关技术可以减小开关管通/断的du/dt。

如果 在 开 关电路的基础上增加一个很小的电感、电容等谐振元件就构成辅助网络。在开关过程前后引人谐振过程,使开关开通前电压先降为零,这样就可以消除开通过程中电压、电流重叠的现象,降低、甚至消除开关损耗和干扰,这种电路称为软开关电路。

根据上述原理可以采用两种方法,即在开关关断前使其电流为零,则开关关断时就不会产生损耗和干扰,这种关断方式称为零电流关断;或在开关开通前使其电压为零,则开关开通时也不会产生损耗和干扰,这种开通方式称为零电压开通。在很多情况下,不再指出开通或关断,仅称零电流开关和零电压开关,基本电路如图3和图4所示。

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图3 零电压开关谐振电路

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图4 零电流开关谐振电路

通常采用软开关电路控制技术,结合合理的元器件布局及印制电路板布线、接地技术,对开关电源的EMI干扰具有一定的改善作用。

采用电磁屏蔽措施

一般采用电磁屏蔽措施都能有效地抑制开关电源的电磁辐射干扰。开关电源的屏蔽措施主要是针对开关管和高频变压器而言。开关管工作时产生大量的热量,需要给它装散热片,从而使开关管的集电极与散热片间产生较大的分布电容。因此,在开关管的集电极与散热片间放置绝缘屏蔽金属层,并且散热片接机壳地,金属层接到热端零电位,减小集电极与散热片间藕合电容,从而减小散热片产生的辐射干扰。针对高频变压器,首先应根据导磁体屏蔽性质来选择导磁体结构,如用罐型铁芯和El型铁芯,则导磁体的屏蔽效果很好。变压器外加屏蔽时,屏蔽盒不应紧贴在变压器外面,应留有一定的气隙。如采用有气隙的多层屏蔽物时,所得的屏蔽效果会更好。另外,在高频变压器中,常常需要消除初、次级线圈间的分布电容,可沿着线圈的全长,在线圈间垫上铜箔制成的开路带环,以减小它们之间的祸合,这个开路带环既与变压器的铁芯连接,又与电源的地连接,起到静电屏蔽作用。如果条件允许,对整个开关电源加装屏蔽罩,那样就会更好地抑制辐射干扰。

结束语

随着开关电源的体积越来越小、功率密度越来越大,EMI控制问题成为开关电源稳定性的一个关键因素。由上述分析可知,采用EMI滤波技术、屏蔽技术、密封技术及接地技术等,可以有效地抑制、消除干扰源及受扰设备之间的祸合和辐射,切断电磁干扰的传播途径,从而提高开关电源的电磁兼容性。

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文/陈颧 武汉职业技术学院电子信息工程系
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发现这些细节,拯救电路很多人都一样,我们很多工程师在完成一个项目后,发现整个项目大部分的时间都花在“调试检测电路整改电路”这个阶段,也正是这个阶段,很多项目没有办法进行下去,停滞在那边。想要快速完成项目,摆脱实验调试时的烦闷,苦恼不知道问题出在哪里,那就快点了解下面这些电路设计中的细节!

“”

(1)为了获得具有良好稳定性的反馈电路,通常要求在反馈环外面使用一个小电阻或扼流圈给容性负载提供一个缓冲。

(2)积分反馈电路通常需要一个小电阻(约560欧)与每个大于10pF的积分电容串联。

“”

(3)在反馈环外不要使用主动电路进行滤波或控制EMC的RF带宽,而只能使用被动元件(最好为RC电路)。仅仅在运放的开环增益比闭环增益大的频率下,积分反馈方法才有效。在更高的频率下,积分电路不能控制频率响应。

(4)为了获得一个稳定的线性电路,所有连接必须使用被动滤波器或其他抑制方法(如光电隔离)进行保护。

(5)使用EMC滤波器,并且与IC相关的滤波器都应该和本地的0V参考平面连接。

(6)在外部电缆的连接处应该放置输入输出滤波器,任何在没有屏蔽系统内部的导线连接处都需要滤波,因为存在天线效应。另外,在具有数字信号处理或开关模式的变换器的屏蔽系统内部的导线连接处也需要滤波。

(7)在模拟IC的电源和地参考引脚需要高质量的RF去耦,这一点与数字IC一样。但是模拟IC通常需要低频的电源去耦,因为模拟元件的电源噪声抑制比(PSRR)在高于1KHz后增加很少。在每个运放、比较器和数据转换器的模拟电源走线上都应该使用RC或LC滤波。电源滤波器的拐角频率应该对器件的PSRR拐角频率和斜率进行补偿,从而在整个工作频率范围内获得所期望的PSRR。

“”

(8)对于高速模拟信号,根据其连接长度和通信的最高频率,传输线技术是必需的。即使是低频信号,使用传输线技术也可以改善其抗干扰性,但是没有正确匹配的传输线将会产生天线效应。

(9)避免使用高阻抗的输入或输出,它们对于电场是非常敏感的。

“”

(10)由于大部分的辐射是由共模电压和电流产生的,并且因为大部分环境的电磁干扰都是共模问题产生的,因此在模拟电路中使用平衡的发送和接收(差分模式)技术将具有很好的 EMC效果,而且可以减少串扰。平衡电路(差分电路)驱动不会使用0V参考系统作为返回电流回路,因此可以避免大的电流环路,从而减少RF辐射。

(11)比较器必须具有滞后(正反馈),以防止因为噪声和干扰而产生的错误的输出变换,也可以防止在断路点产生振荡。不要使用比需要速度更快的比较器(将dV/dt保持在满足要求的范围内,尽可能低)。

(12)有些模拟IC本身对射频场特别敏感,因此常常需要使用一个安装在PCB上,并且与 PCB的地平面相连接的小金属屏蔽盒,对这样的模拟元件进行屏蔽。

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围观 5

引言

估计很多新手工程师在设计开关电源计算变压器时发现,把电源的开关频率提高后变压器磁芯更加不容易饱和,或者说可以用更小的磁性做出同样功率的电源,甚至在想把开关频率无限制提高来无限制缩小变压器的体积。

但实际上一般开关电源的频率都不会特别高,也不可能使频率无限提高,其中到底有哪些原因?请看下文!

器件限制、损耗、EMI、PCB布局难度提升等问题都是制约开关频率无限提升的因素,下面稍微展开来讲一下!

1、器件的限制

对于一个开关管来说,在实际应用中,不是给个驱动就开,驱动撤掉就关了。它有开通延迟时间(td(on)),上升时间(tr),关断延迟时间(td(off)),下降时间tf,对应的波形如下:

“1”

通俗的讲,开关管开通关断不是瞬间完成的,需要一定的时间,开关管本身的开关时间就限制了开关频率的提升。
曾经笔者在delta用在3kW的逆变器上的一款600V的coolmos为例。看看这些具体的开关时间是多少

“2”

那么对于这个mos管来说,它的极限开关频率(在这种极限情况下,mos管刚开通就关断)fs=1/(16+12+83+5)ns=8.6MHz,当然,在实际应用中,由于要调节占空比,不可能让开关管一开通就关断,所以实际的极限频率是远低于8.6MHz的,所以器件本身的开关速度是限制开关频率的一个因素。

2、开关损耗

当然,随着器件的进步,开关管开关的速度越来越快,尤其是在低压小功率场合,如果仅考虑器件本身的开关速度,开关频率可以run得非常高,但实际并没有,限制就在开关损耗上面。
下面给出开关管实际开通的时候对应的波形图

“3”

可以看到,开关管每开通一次,开关管DS的电压(Vds)和流过开关管的电流(Id)会存在交叠时间,从而造成开通损耗,关断亦然。假设每次开关管每开关一次产生的能量损耗是一定的,记为Esw,那么开关管的开关损耗功率就为Psw=Esw*fs,显然,开关频率越高,开关损耗越大。5M开关频率下开关损耗比500K要大10倍,这对于重视效率的开关电源来说,显然是不可接受的。所以,开关损耗是限制开关频率的第二因素。

开关损耗确实是限制因素之一,但是氮化镓器件的推出已经让开关损耗在1-3Mhz这个范围内变得可以接受,我下面附一张图片,这是三家公司推出的650V的GaN device,可以看出最好的管子开通损耗已经4uJ,关断损耗在8uJ(测试条件在400V, 12A),甚至有家公司的650V的管子基本可以和Transphorm平齐。而同电压电流等级的硅器件很多管子都还在以mJ为单位。

“4”

下面在贴出一张低压氮化镓和硅器件的比较,可以看出,总体来说,驱动损耗也会变得很小。

“5”

还有一点很重要,宽禁带半导体的工作结温很高,以目前的工艺来说,Sic的结温可以工作到200°,氮化镓可以工作到150°。而硅器件呢,我觉得最多100°就不得了。结温高,意味着相同损耗下,需要给宽禁带半导体设计的散热器表面积要小很多,何况宽禁带半导体的损耗本身还小。

是开关频率的提高,往往只能使用QFN或者其他一些表贴器件减少封装寄生参数,这给散热系统带来了极大的挑战,原来To封装可以加散热器,减少到空气对流的热阻,而现在不行了。所以如果想在高频下工作,第一问题就是解决散热,把高开关损耗导出去,尤其是在kW级别,散热系统非常重要。现在学界解决这个问题的手段偏向于把器件做成独立封装,采用一种叫DCB的技术,用陶瓷基板散热,器件从陶瓷上表面到下表面的热阻基本为0.4°C/W(有些人也用metal core PCB, 但是要加绝缘层,热阻一般在4°C/W),而FR4为20°C/W。

“6”

半导体不断在发展,开关损耗也在显著下降,而封装越来越小,现在来看,我们要做的是怎么把那些热量从那么小的表贴封装下散出去。

3、磁元件损耗

绕组的趋肤效应和临近效应。在变压器的高频工作时,影响更加严重。会引起较大的绕组涡流耗损,当然开关频率提高,绕组的匝数会降低。相应的绕组交流阻抗变大了,但是绕线长度减少了。问题貌似也不会很大,谐振半桥应用,我们经常会选200KHZ的频率。这样磁性元件的体积和耗损,是一个比较合适的范围。

“7”

变压器的铁损主要由变压器涡流损耗产生,如下图所示,给线圈加载高频电流时,在导体内和导体外产生了变化的磁场垂直于电流方向(图中1→2→3和4→5→6)。根据电磁感应定律,变化的磁场会在导体内部产生感应电动势,此电动势在导体内整个长度方向(L面和N面)产生涡流(a→b→c→a和d→e→f→d),则主电流和涡流在导体表面加强,电流趋于表面,那么,导线的有效交流截面积减少,导致导体交流电阻(涡流损耗系数)增大,损耗加大。

“8”

如下图所示,变压器铁损是和开关频率的kf次方成正比,又与磁性温度的限制有关,所以随着开关频率的提高,高频电流在线圈中流通产生严重的高频效应,从而降低了变压器的转换效率,导致变压器温升高,从而限制开关频率提高。

“9”

4、软开关的困难

题主提到了软开关,没错,软开关确实是解决开关损耗的有力手段。而在各种研究软开关的paper上,提出了无数种让人眼花缭乱的软开关方案,似乎软开关能解决一切问题。但是实际工程应用和理论分析不同,实际工程追求的是低成本,高效率,高可靠性,那些需要添加一堆辅助电路,或者要非常精确控制的软开关方案在实际工程中其实都是不太被看好的,所以即使到现在,在工业界最常应用软开关的拓扑也只要移相全桥和一些谐振的拓扑(比如LLC),至于题主提到的flyback,没错,我也听说过有准谐振的flyback(但没研究过),但即使有类似的方案,对于能不能真正工程应用,题主也需要从我上面提到的几个问题去考量一下。
ps,对于小功率高频电源,现在class E非常火,我觉得它火的原因就是电路简单,所以才能被工业界接受,题主有兴趣可以去研究下。

5、高频化带来的一系列问题

假设上面的一系列问题都解决了,真正做到高频化还需要解决一系列工程上的问题,比如在高频下,电路的寄生参数往往会严重影响电源的性能(如变压器原副边的寄生电容,变压器的漏感,PCB布线之间的寄生电感和寄生电容等等),造成一系列电压电流波形震荡和EMI的问题,如何消除寄生参数的影响,甚至进一步地,如何利用寄生参数为电路服务,都是有待研究的问题。

ps,对于高频化应用的实际工程应用的问题,还有很重要的一块是高频驱动电路的设计。

当然,随着新器件(SiC, GaN)的兴起,开关电源高频化的研究方兴未艾,开关电源的高频化一定是趋势,而且有望给电力电子带来又一次革命。让我们拭目以待。

6、EMI和干扰,PCB布局难度增大

在我接触EMI前,很多老工程师以他们有丰富的EMI调试经验来鄙视我们这些菜鸟,搞的我一直以为EMI是门玄学,也有很多人动不动就拿EMI出来吓人。我想说EMI确实很难理解,很难有精确的纸面设计,但是通过研究我们还是能知道大概趋势指导设计,而不是一些工程嘴里完全靠trial and error的流程。我先给出结论,EMI确实和开关频率不成线性关系,某些开关频率下,EMI滤波器的转折频率较高,但是总体趋势而言,是开关频率越高,EMI体积越小!
我知道很多人可能开始喷我了,怎么可能,di/dt和dv/dt都大了,怎么可能EMI滤波体积还小了。我想说一句,共模和差模滤波器的没有区别,相同的截止频率下,高频的衰减更大!就算你高频下共模噪声越大,但是你的记住,这个频率下LC滤波器的衰减更大,想想幅频曲线吧。为了说明这个结论,我给出一些定量分析结果。这些EMI分析均基于AC/DC三相整流,拓扑为维也纳整流。我分别给出了1Mhz和500Khz的共模噪声,可以看出,500khz共模滤波器需要的截止频率为19.2kHz,1MHz为31.2kHz。

“10”

“11”

这张图给出了不同频率下共模和差模滤波器转折频率的关系,可以看出,一些低频点EMI滤波器体现出了非常好的特性。例如70Khz,140Khz。而这两个开关频率是工业界常用的两个开关频率,非常讨巧,因为EMI噪声测试是150KHz到30MHz。不过这个也与拓扑有关。

假设上述的功率器件损耗解决了,真正做到高频还需要解决一系列工程问题,因为在高频下,电感已经不是我们熟悉的电感,电容也不是我们已知的电容了,所有的寄生参数都会产生相应的寄生效应,严重影响电源的性能,如变压器原副边的寄生电容、变压器漏感,PCB布线间的寄生电感和寄生电容,会造成一系列电压电流波形振荡和EMI问题,同时对开关管的电压应力也是一个考验。

7、小结

不是开关频率越高,功率密度就越高,目前这个阶段来说真正阻碍功率密度提高的是散热系统和电磁设计(包括EMI滤波器和变压器)和功率集成技术。

慎重选择开关频率,开关频率会极大的影响整个变化器的功率密度,而且针对不同器件,拓扑,最佳的开关频率是变化的。

高频确实产生很多很难解决的干扰问题,往往要找到干扰回路,然后采取一些措施。

为了继续维持电力电子变换器功率密度的增长趋势,高频肯定是趋势。只是针对高频设计的电力电子技术很不成熟,相关配套芯片没有达到要求,一些高频的电磁设计理论不完善和精确,使用有限元软件分析将大大增加开发周期。

要提高开关电源产品的功率密度,首先考虑的是提高其开关频率,能有效减小变压器、滤波电感、电容的体积,但面临的是由开关频率引起的损耗,而导致温升散热设计难,频率的提高也会导致驱动、EMI等一系列工程问题。

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围观 19

目前,开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备,是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。设计开关电源并不是如想象中那么简单,特别是对刚接触开关电源研发的童鞋来说,他的外围电路就很负责,其中使用的元器件种类繁多,性能各异。要想设计出性能高的开关电源就必须弄懂弄通开关电源中各元器件的类型及主要功能。本文将总结出这部分知识。 开关电源外围电路中使用的元器件种类繁多,性能各异,大致可分为通用元器件、特种元器件两大类。开关电源中通用元器件的类型及主要功能如下:

一、 电阻器:

1. 取样电阻—构成输出电压的取样电路,将取样电压送至反馈电路。
2. 均压电阻—在开关电源的对称直流输入电路中起到均压作用,亦称平衡电阻。
3. 分压电阻—构成电阻分压器。
4. 泄放电阻—断电时可将电磁干扰(EMI)滤波器中电容器存储的电荷泄放掉。
5. 限流电阻—起限流保护作用,如用作稳压管、光耦合器及输入滤波电容的限流电阻。
6. 电流检测电阻—与过电流保护电路配套使用,用于限制开关电源的输出电流极限。
7. 分流电阻—给电流提供旁路。
8. 负载电阻—开关电源的负载电阻(含等效负载电阻)。
9. 最小负载电阻—为维持开关电源正常工作所需要的最小负载电阻,可避免因负载开路而导致输出电压过高。
10. 假负载—在测试开关电源性能指标时临时接的负载(如电阻丝、水泥电阻)。
11. 滤波电阻—用作LC型滤波器、RC型滤波器、π型滤波器中的滤波电阻。
12. 偏置电阻—给开关电源的控制端提供偏压,或用来稳定晶体管的工作点。
13. 保护电阻—常用于RC型吸收回路或VD、R、C型钳位保护电路中。
14. 频率补偿电阻—例如构成误差放大器的RC型频率补偿网络。
15. 阻尼电阻—防止电路中出现谐振。

二、 电容器:

1. 滤波电容—构成输入滤波器、输出滤波器等。
2. 耦合电容—亦称隔直电容,其作用时隔断直流信号,只让交流信号通过。
3. 退藕电容—例如电源退藕电容,可防止产生自激振荡。
4. 软启动电容—构成软启动电路,在软启动过程中使输出电压和输出电流缓慢地建立起来。
5. 补偿电容—构成RC型频率补偿网络。
6. 加速电容—用于提高晶体管的开关速度。
7. 振荡电容—可构成RC型、LC型振荡器。
8. 微分电容—构成微分电路,获得尖脉冲。
9. 自举电容—用于提升输入级的电源电压,亦可构成电压前馈电路。
10. 延时电容—与电阻构成RC型延时电路。
11. 储能电容—例如极性反转式DC/DC变换器中的泵电容。
12. 移相电容—构成移相电路。
13. 倍压电容—与二极管构成倍压整流电路。
14. 消噪电容—用于滤除电路中的噪声干扰。
15. 中和电容—消除放大器的自激振荡。
16. 抑制干扰的电容器—在EMI滤波器中,可分别滤除串模和共模干扰。
17. 安全电容—含X电容和Y电容。
18. X电容—能滤除由一次绕组、二次绕组耦合电容器产生的共模干扰,可为从一次侧耦合到二次侧的干扰电流提供回流路径,防止该电流通过二次侧耦合到大地。
19. Y电容—能滤除电网之间串模干扰,常用于EMI滤波器中。

三、 电感器:

1. 滤波电感—构成LC型滤波器。
2. 储能电感—常用于降压式或升压式DC/DC变换器电路中。
3. 振荡电感—构成LC型振荡器。
4. 共模电感—亦称共模扼流圈,常用于EMI滤波器中,对共模干扰起到抑制作用。
5. 串模电感—亦称串模扼流圈,它采用单绕组结构,一般串联在开关电源的输入电路中。
6. 频率补偿电感—构成LC型、LCR型频率补偿网络。

四、 变压器:

1. 工频变压器—对交流电源进行变压与隔离,再经过整流滤波后给DC/DC变换器(即开关稳压器)供电。
2. 高频变压器—对高频电源进行储能、变压和隔离,适用于无工频变压器的开关电源中。

五、 二极管:

1. 整流二极管—低频整流、高频整流。
2. 续流二极管—常用于降压式DC/DC变换器中;若在继电器、电机等的绕组两端并联续流二极管,即可为反电动势提供泄放回路,避免损坏驱动管。
3. 钳位二极管—构成VD、R、C型钳位电路,吸收尖峰电压,对MOSFET功率场效应管起保护作用。
4. 阻塞二极管—钳位保护电路中的二极管,亦称为阻尼二极管。
5. 保护二极管—用于半波整流电路中,在负半周时给交流电提供回路。
6. 隔离二极管—可实现信号隔离。
7. 抗饱和二极管—将二极管串联在功率开关管的基极上,可降低功率开关管的饱和深度,提高关断速度。

六、 整流桥
将交流电压变为脉动直流电压,送至滤波器。整流桥可由四只整流二极管构成,亦可采用成品整流桥。

七、 稳压管
构成简易稳压电路;接在开关电源的输出端,用来稳定空载时的输出电压;由稳压管、快恢复二极管和阻容元件构成一次侧钳位保护电路;构成过电压保护电路。

八、 晶体管
用作PWM调制器的功率开关管;构成恒压/恒流输出式开关电源的电压控制和电流控制环路;构成截刘输出型开关电源的截流控制环;构成开关稳压器的通/断控制、欠电压、过电压保护、过电流保护等电路。

九、 场效应晶体管
MOSFET用作PWM调制器或开关稳压控制器的功率开关管。

十、 运算放大器
构成外部误差放大器、电压控制环和电流控制环等。

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围观 8

1、电源技术要求

选用单端正激式开关电源拓扑图如下,因为它是一种小型、经济,也是开关电源应用较多一种,并且它功率输出在50~200W是最合适的。设计技术要求如下:

输入电压:交流220V±10%
输出电压UO:15V
输出电流IO:10A
纹波电压UP:0.5V
输出波动电流IP:±0.1A

“1”

2、开关电源设计步骤

“2”

3、变压器设计

1、输出变压器次级电压U2计算

“3”

UL是输出扼流圈在内次级线圈的电压降,Uf是输出二极管的正向电压。
最低的次级电压U2min为:

“4”

“5”

2、初、次级线圈计算

输入直流电压U1的最小值使用按输出电路计算求得的U1min值。根据中国输配电情况U1=200~253V,则变压比N为

“6”

根据输出容量磁心尺寸关系表选取EI-30。它的有效面积为S=111mm2磁心材质相当于TDK的H7C4,最大工作磁道密度Bm可查得.实际使用时的磁心温度约100℃,且要选择能保持线性范围的Bm,即0.3T以下。当磁心温度有100℃,工作频率200KHz时,约减少0.1T而成为 。根据线圈计算公式则

“7”

因而次级N2 = 4,式中Bm为磁心的磁通密度(T);S为磁心的有效截面积(mm2)。初级线圈的匝数则是

“8”

确定 。次级线圈所需要的电压U2min一定要充分,因此要进行ton max 的修正计算。

“9”

Dmax修正结果为0.42,仍然在0.4~0.45范围内,可以继续使用以下计算。

4、输出滤波器设计

在开关电源中带磁心的电感器,一般采用电感线圈Lf 与输出滤波电容器Cf 构成的“L”型滤波器如下图。电感线圈对高频成分呈现很高的感抗,而电容对高频成分呈现很小容抗,已达到在电路中抑制纹波和平滑直流的作用。

“10”

1、输出扼流圈的电感值设计

计算流入输出扼流圈电流

“11”

L为输出扼流圈的电感(μH); 为输出电流的10%~30%。则有

“12”

电感L值为:

“13”

由此可见,需要11.86μH,10A的扼流圈。

2、输出滤波电容的确定

输出电容器的选定取决于输出脉动电压控制在多少毫伏。输出脉动电压 虽要根据 和输出电容器的等效串联电阻 确定,但一般规定为输出电压的0.3%~0.5%范围。

“14”

就是在200HKz范围内,需要 值在37.5m 以下电容器的。所以可以选择20V,8200 H,则 为31m ,容许脉动电流为2.9Ams.

流向电容器的纹波电流为

“15”

3、滤波器电阻设计

要想不是输出扼流圈的电流中断而直接使用时,可以假设电阻值为Rd

“16”

则假设电阻Rd电耗为Wrd

“17”

5、复位电路计算

复位电路如图所示。开关功率管VT1接通时,变压器T1的磁通增加,磁能被储存到T1,当VT1截止时,即放出这种受激磁的磁能下图复位线圈到T1上以在VT1截止时通过VD1把磁能反馈到输入。

“18”

则磁复位串接在N3的中二极管VD1承受最大电压为

“19”

那么选择VD1额定电压为800V,这样基本符合要求的。

6、功率开关管选择

下图为MOSFET型功率开关管,它主要具有驱动功率小,器件功率容量大;第二个显著特点是开关速度快,工作频率高,另外他的热稳定性优于GTR等优点,也是目前开关变换器广泛应用的开关器件。

“”

根据单端正激式变换器计开关管VT1承受最大电压公式得:

“21”

流过MOSFET开关管最大电流为

“22”

“23”

根据上面功率MOSFET表,可以选择2SK2718型号。它的最高承受电压为900V,允许最大电流为2.5A,而功率损耗是40W,是上面功率最小损耗的。

7、输出二极管选择

输出二极管有肖特基二极管(SBD),低损耗二极管(LLD)、高速二极管(FRD)。输出为低压大电流时应采用肖特基二极管,其他则采用低损耗或调整二极管。
选择二极管时要注意选择反向恢复时间trr快的二极管。这是因为主开关元件闭合时反向流入二极管的电流会影响初级线圈开关特性并致使损耗增大。同时,输出噪声也会受很大影响的。所以输出整流二极管选择一般原则有四点。

1、选用正向压降VDF小的整流二极管;
2、选用反向恢复时间trr整流二极管;
3、选用正向恢复电压VFRm整流二极管;
4、选用反向漏电流IR小整流二极管。

续流二极管VD2选择
续流二极管VD2上的反向电压UVD2与输出变压器次级电压的最大值是相同的。根据单端正激式变换器公式得:

“24”

流过它方向电流Ir一般看作与IO大致相同的,即 Ir=Io=10A.

可选择低损耗二极管MBR1545 作为续流二极管它参数为,Uds=45V, IO=15A,trr<1.0ns.

8、恒流输出电路设计

1、恒流输出原理

任何电源要实现恒流功能,均需对电源的输出电流进行检测取样,与电流设置值即参考值进行比较,经负反馈放大调节(P、PI、PID)。线性串联稳压是调节调整管的压降,而开关电源是调节变换器的脉宽(或占空比),维持输出电流的恒定。

下图是恒流控制反馈系统图。图中Iref是电流设置基准;CR是电流PI调节;Kfi是电流取样反馈系数;RS、Ro是电流取样电阻和负载电阻。该系统采用是电流模式控制,可以检测变换器输出电流,适当地选取反馈系数Kfi, 通过P(比例)、PI(比例积分)、PID(比例积分微分器)实现恒流控制。在反馈系数不变情况下,也可以通过改变电压或电流实现恒流值控制。

“25”

下图是恒流电源常用电路,其中采样电阻RS串联在功率回路里,作为回路电流的采样元件。它把回路电流转换成电压信号,并与基准电压Uref在放大器中进行比较放大,然后将其送至调整管VT的基极,驱动调整管VT对输出电流IO变化进行补偿校正。就可以实现恒流输出的。

“26”

9、缓冲吸收电路设计

在开关电源中,由于变压器的漏感、布线的引线电感存在、开关管在关断瞬间会产生很高的电压尖峰脉冲。整流快速恢复二极管由于存在存储效应,反向恢复过程中也会出现很高的反向恢复的碾压尖峰脉冲。这些过电压尖峰脉冲的出现不但危及功率器件的工作安全性,而且形成很强的电磁干扰噪声。为此必须在功率器件两端设计尖峰电压缓冲吸收电路。缓冲电路图如下

“27”

从缓冲电路中均有电容器元件,电容器的端电压不能突变,当MOSFET功率开关管关断是形成尖峰电压脉冲能量转移到电容器中储存,然后电容器的储能通过电阻消耗或返回电源,起到缓冲吸收电压尖端作用。而输出二极管两端产生的反向浪涌电压同时也受到限制,这样因此反向浪涌电流就会随之而减少,以及减少损耗和可能出现振荡
10、控制电路设计

下面采用是UPC1094C控制电路

“28”

“29”

“30”

1、振荡器
振荡器的振荡频率fosc有接在引脚6上的定时电阻器R17与接在引脚5上的定时电容器C15决定的。当 时振荡频率 。

2、启动电路
启动电路由接在引脚8上R14接上外部电源为芯片工作提供Vcc=15V电源,而接在引脚9上是通过R10接在外部电路提供集电极电压。

3、限流电路
过流保护电路由R18、R19 、C16组成。它们是接到引脚3上的,在正常情况下,引脚3上电压低于200mV。当出现过流时,引脚3上的电压超过200mV的正负阀值,输出级被锁定为低电平,下个脉冲周期来之前,过流闭锁器复位,对下个周期的过电流进行检测,限制脉冲宽度。

4、过电压保护电路
过电压保护电路由光电耦合器PC1、R16组成的。当输出电压超过15V时,光电耦合器PC1动作,经过引脚2接入反馈电压电路,使输出级锁定为低电平。

5、最大占空比的设定和软启动
最大占空比是由电阻器R14、R15分压比来确定的。为了防止变压器的磁饱和,当电源电压刚启动时,与R14并联的电容器C14上电压不能突变,引脚1上电压为UREF,占空比为最大的。

6、输出电压控制电路
输出电压可通过调节R5、R6、R7组成分压电路确定的:

11、PCB布线

在画PCB布线时,应先确定元器件的位置,然后布置地线、电源线、再安排高速信号线,最后考虑低速信号线。
元器件的位置应按电源电压、数字及模拟电路、速度快慢、电流大小等进行分组,以免相互干扰。格局元器件的位置可以确定PCB连接器各个引脚的安排。所有连接器应安排在PCB的一侧,尽量避免从两侧引出电缆,减少共模辐射。

1、电源
在考虑安全条件下,电源线应尽可能近地线,减小差模辐射的环面积,也有助于减小电路的交扰。

2、时钟线、信号线和地线位置
信号线与地线距离较近,形成的环面积较小;这样才合理的。

3、按逻辑速度分割
当需要在电路板上布置快速、中速和低速逻辑电路时,高速的器件应按放在紧靠边缘连接器范围内,而低速逻辑和存储器,应放在远离连接器范围内。这样对共阻抗耦合、辐射和交扰的减小都是有利的。

4、应避免PCB导线的不连续性
1)、迹线宽度不要突变;
2)、导线不要突然拐角。

12、电路仿真

国内外电路仿真软件有:saber、EDA、EWB、Multisim、MATLAB、Special Puipose等,而在这次开关电源设计是利用Multisim电路仿真软件来测试电路的。Multisim仿真软件是继承了EWB软件的诸多优点的,并且在功能和操作方法上有很大改进的。它可以完成电路的瞬态分析和稳态分析、时域分析、器件的线性和非线性分析、电路的噪声分析和失真分析等强大的功能的,以帮助设计人员分析电路的合理性

1、仿真原理图

“31”

2、进行各项参数与波形仿真测试
(1)、 市电输入交流电为220V,万用表读数输入电压波形图如下:

“32”

(2)功率开关管出发脉冲图测试:

“33”

(3)输出稳压波形测试:

“34”

(4)变压器经过整流后二次直流电压测试:

“35”

(5)输出电流测试:

“36”

(6)功率测试:

“37”

“38”

最后,通过对整体电路的功能和典型性能参数进行了仿真验证,仿真结果均达到预定指标,证实了方案可行性与理论分析的正确性。

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