一、单片机上拉电阻的选择

“”

大家可以看到复位电路中电阻R1=10k时RST是高电平 ,而当R1=50时RST为低电平,很明显R1=10k时是错误的,单片机一直处在复位状态时根本无法工作。出现这样的原因是由于RST引脚内含三极管,即便在截止状态时也会有少量截止电流,当R取的非常大时,微弱的截止电流通过就产生了高电平。

二、LED串联电阻的计算问题

通常红色贴片LED:电压1.6V-2.4V,电流2-20mA,在2-5mA亮度有所变化,5mA以上亮度基本无变化。

“”

三、端口出现不够用的情况

这时可以借助扩展芯片来实现,比如三八译码器74HC138来拓展

“”

“”

四、滤波电容

滤波电容分为高频滤波电容和低频滤波电容。

1、高频滤波电容一般用104容(0.1uF),目的是短路高频分量,保护器件免受高频干扰。普通的IC(集成)器件的电源与地之间都要加,去除高频干扰(空气静电)。

2、低频滤波电容一般用电解电容(100uF),目的是去除低频纹波,存储一部分能量,稳定电源。大多接在电源接口处,大功率元器件旁边,如:USB借口,步进电机、1602背光显示。耐压值至少高于系统最高电压的2倍。

五、三极管的作用

1、开关作用:

“”

LEDS6为高电平时截止,为低电平时导通。

限流电阻的计算:集电极电流为I,则基极电流为I/100(这里涉及到放大作用,集电极电流是基极的100倍),PN结电压0.7V,R=(5-0.7)/(I/100)

2、放大作用:

集电极电流是基极电流的100倍

3、电平转换:

“”

当基极为高电平时,三极管导通,右侧的导线接地为低电平,当基极为低电平时,三极管截止,输出高电平.

六、数码管的相关问题

“”

数码管点亮形成的数字由a,b,c,d,e,f,e,dp(小数点)构成,字模及真值表如上图。

七、电流电压驱动问题

由于单片机输出有限,当负载很多的时候需要另外加驱动芯片 ,比如74HC245

八、上拉电阻

上拉电阻选取原则

1、从节约功耗及芯片灌电流能力考虑应当足够大;电阻大,电流小。

2、从确保足够的驱动电流考虑应当足够小;电阻小,电流大。

3、对于高速电路,过大的上拉电阻可能会导致边沿变平缓。

综合考虑:上拉电阻常用值在1K到10K之间选取,下拉同理。

上下拉电阻

上拉就是将不确定的信号通过一个电阻嵌位在高电平,下拉同理。

1、电平转换,提高输出电平参数值。

2、OC门必须加上拉电阻才能使用。

3、加大普通IO引脚驱动能力。

4、悬空引脚上下拉抗干扰。

九、晶振和复位电路

晶振电路

1、晶振选择:

根据实际系统需求选择,6M,12M,11.0592M,20M等待

2、负载电容:

对地接2个10到30pF的电容即可,常用20pF。

3、万用表测晶振:

直接用红表笔对晶振引脚,黑表笔接GND,测量电压即可。

复位电路

复位

把单片机内部电路设置成为一个确定的状态,所有的寄存器初始化。

51单片机的复位时间大约在2个机械周期左右,具体需要看芯片数据手册。

一般通过复位芯片或者复位电路,具体的阻容参数的计算,通过google查找。

十、按键抖动及消除

按键也是机械装置,在按下或放开的一瞬间会产生抖动,如下图:

“”

“”

消除方法有两种:软件除抖和硬件除抖,其中硬件除抖是应用了电容对高频信号短路的原理。

软件除抖是检测出键闭合后执行一个延时程序,产生5ms~10ms的延时,让前沿抖动消失后再一次检测键的状态,如果仍保持闭合状态电平,则确认为真正有键按下。

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围观 7

PWM是Pulse Width Modulation的缩写,它的中文名字是脉冲宽度调制,一种说法是它利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种有效的技术,其实就是使用数字信号达到一个模拟信号的效果。这是个什么概念呢?我们一步步来介绍。

首先从它的名字来看,脉冲宽度调制,就是改变脉冲宽度来实现不同的效果。我们先来看三组不同的脉冲信号,如图所示。

“图
图 10-1 PWM 波形

这是一个周期是 10ms,即频率是 100Hz 的波形,但是每个周期内,高低电平脉冲宽度各不相同,这就是 PWM 的本质。在这里大家要记住一个概念,叫做“占空比”。占空比是指高电平的时间占整个周期的比例。比如第一部分波形的占空比是 40%,第二部分波形占空比是 60%,第三部分波形占空比是 80%,这就是 PWM 的解释。

那为何它能对模拟电路进行控制呢?大家想一想,我们数字电路里,只有 0 和 1 两种状态,比如我们第 2 章学会的点亮 LED 小灯那个程序,当我们写一个 LED = 0;小灯就会长亮,当我们写一个 LED = 1;小灯就会灭掉。当我们让小灯亮和灭间隔运行的时候,小灯是闪烁。

如果我们把这个间隔不断的减小,减小到我们的肉眼分辨不出来,也就是 100Hz 以上的频率,这个时候小灯表现出来的现象就是既保持亮的状态,但亮度又没有 LED = 0;时的亮度高。那我们不断改变时间参数,让 LED = 0;的时间大于或者小于 LED = 1;的时间,会发现亮度都不一样,这就是模拟电路的感觉了,不再是纯粹的 0 和 1,还有亮度不断变化。大家会发现,如果我们用 100Hz 的信号,如图 10-1 所示,假如高电平熄灭小灯,低电平点亮小灯的话,第一部分波形熄灭 4ms,点亮 6ms,亮度最高,第二部分熄灭 6ms,点亮 4ms,亮度次之,第三部分熄灭 8ms,点亮 2ms,亮度最低。那么用程序验证一下我们的理论,我们用定时器T0 定时改变 P0.0 的输出来实现 PWM,与纯定时不同的是,这里我们每周期内都要重载两次定时器初值,即用两个不同的初值来控制高低电平的不同持续时间。为了使亮度的变化更加明显,程序中使用的占空比差距更大。

#include
sbit PWMOUT = P0^0;
sbit ADDR0 = P1^0;
sbit ADDR1 = P1^1;
sbit ADDR2 = P1^2;
sbit ADDR3 = P1^3;
sbit ENLED = P1^4;
unsigned char HighRH = 0; //高电平重载值的高字节
unsigned char HighRL = 0; //高电平重载值的低字节
unsigned char LowRH = 0; //低电平重载值的高字节
unsigned char LowRL = 0; //低电平重载值的低字节
void ConfigPWM(unsigned int fr, unsigned char dc);
void ClosePWM();
void main(){
unsigned int i;
EA = 1; //开总中断
ENLED = 0; //使能独立 LED
ADDR3 = 1;
ADDR2 = 1;
ADDR1 = 1;
ADDR0 = 0;
while (1){
ConfigPWM(100, 10); //频率 100Hz,占空比 10%
for (i=0; i40000; i++);
ClosePWM();
ConfigPWM(100, 40); //频率 100Hz,占空比 40%
for (i=0; i40000; i++);
ClosePWM();
ConfigPWM(100, 90); //频率 100Hz,占空比 90%
for (i=0; i40000; i++);
ClosePWM(); //关闭 PWM,相当于占空比 100%
for (i=0; i40000; i++);
}
}
/* 配置并启动 PWM,fr-频率,dc-占空比 */
void ConfigPWM(unsigned int fr, unsigned char dc){
unsigned int high, low;
unsigned long tmp;
tmp = (11059200/12) / fr; //计算一个周期所需的计数值
high = (tmp*dc) / 100; //计算高电平所需的计数值
low = tmp - high; //计算低电平所需的计数值
high = 65536 - high + 12; //计算高电平的重载值并补偿中断延时
low = 65536 - low + 12;//计算低电平的重载值并补偿中断延时
HighRH = (unsigned char)(high>>8); //高电平重载值拆分为高低字节
HighRL = (unsigned char)high;
LowRH = (unsigned char)(low>>8); //低电平重载值拆分为高低字节
LowRL = (unsigned char)low;
TMOD &= 0xF0; //清零 T0 的控制位
TMOD |= 0x01; //配置 T0 为模式 1
TH0 = HighRH; //加载 T0 重载值
TL0 = HighRL;
ET0 = 1; //使能 T0 中断
TR0 = 1; //启动 T0
PWMOUT = 1; //输出高电平
}
/* 关闭 PWM */
void ClosePWM(){
TR0 = 0; //停止定时器
ET0 = 0; //禁止中断
PWMOUT = 1; //输出高电平
}
/* T0 中断服务函数,产生 PWM 输出 */
void InterruptTimer0() interrupt 1{
if (PWMOUT == 1){ //当前输出为高电平时,装载低电平值并输出低电平
TH0 = LowRH;
TL0 = LowRL;
PWMOUT = 0;
}else{ //当前输出为低电平时,装载高电平值并输出高电平
TH0 = HighRH;
TL0 = HighRL;
PWMOUT = 1;
}
}

需要提醒大家的是,由于标准 51 单片机中没有专门的 PWM 模块,所以我们用定时器加中断的方式来产生 PWM,而现在有很多的单片机都会集成硬件的 PWM 模块,这种情况下需要我们做的就仅仅是计算一下周期计数值和占空比计数值然后配置到相关的 SFR 中即可,既使程序得到了简化又确保了 PWM 的输出品质(因为消除了中断延时的影响)。

大家编译下载程序后,会发现小灯从最亮到灭一共 4 个亮度等级。如果我们让亮度等级更多,并且让亮度等级连续起来,会产生一个小灯渐变的效果,与呼吸有点类似,所以我们习惯上称之为呼吸灯,程序代码如下,这个程序用了 2 个定时器 2 个中断,这是我们第一次这样用,大家可以学习一下。我们来试试这个程序,试完了大家一定要能自己把程序写出来,切记。

#include
sbit PWMOUT = P0^0;
sbit ADDR0 = P1^0;
sbit ADDR1 = P1^1;
sbit ADDR2 = P1^2;
sbit ADDR3 = P1^3;
sbit ENLED = P1^4;
unsigned long PeriodCnt = 0; //PWM 周期计数值
unsigned char HighRH = 0; //高电平重载值的高字节
unsigned char HighRL = 0; //高电平重载值的低字节
unsigned char LowRH = 0; //低电平重载值的高字节
unsigned char LowRL = 0; //低电平重载值的低字节
unsigned char T1RH = 0; //T1 重载值的高字节
unsigned char T1RL = 0; //T1 重载值的低字节
void ConfigTimer1(unsigned int ms);
void ConfigPWM(unsigned int fr, unsigned char dc);
void main(){
EA = 1; //开总中断
ENLED = 0; //使能独立 LED
ADDR3 = 1;
ADDR2 = 1;
ADDR1 = 1;
ADDR0 = 0;
ConfigPWM(100, 10); //配置并启动 PWM
ConfigTimer1(50); //用 T1 定时调整占空比
while (1);
}
/* 配置并启动 T1,ms-定时时间 */
void ConfigTimer1(unsigned int ms){
unsigned long tmp; //临时变量
tmp = 11059200 / 12; //定时器计数频率
tmp = (tmp * ms) / 1000; //计算所需的计数值
tmp = 65536 - tmp; //计算定时器重载值
tmp = tmp + 12; //补偿中断响应延时造成的误差
T1RH = (unsigned char)(tmp>>8); //定时器重载值拆分为高低字节
T1RL = (unsigned char)tmp;
TMOD &= 0x0F; //清零 T1 的控制位
TMOD |= 0x10; //配置 T1 为模式 1
TH1 = T1RH; //加载 T1 重载值
TL1 = T1RL;
ET1 = 1; //使能 T1 中断
TR1 = 1; //启动 T1
}
/* 配置并启动 PWM,fr-频率,dc-占空比 */
void ConfigPWM(unsigned int fr, unsigned char dc){
unsigned int high, low;
PeriodCnt = (11059200/12) / fr; //计算一个周期所需的计数值
high = (PeriodCnt*dc) / 100; //计算高电平所需的计数值
low = PeriodCnt - high; //计算低电平所需的计数值
high = 65536 - high + 12; //计算高电平的定时器重载值并补偿中断延时
low = 65536 - low + 12; //计算低电平的定时器重载值并补偿中断延时
HighRH = (unsigned char)(high>>8); //高电平重载值拆分为高低字节
HighRL = (unsigned char)high;
LowRH = (unsigned char)(low>>8); //低电平重载值拆分为高低字节
LowRL = (unsigned char)low;
TMOD &= 0xF0; //清零 T0 的控制位
TMOD |= 0x01; //配置 T0 为模式 1
TH0 = HighRH; //加载 T0 重载值
TL0 = HighRL;
ET0 = 1; //使能 T0 中断
TR0 = 1; //启动 T0
PWMOUT = 1; //输出高电平
}
/* 占空比调整函数,频率不变只调整占空比 */
void AdjustDutyCycle(unsigned char dc){
unsigned int high, low;
high = (PeriodCnt*dc) / 100; //计算高电平所需的计数值
low = PeriodCnt - high; //计算低电平所需的计数值
high = 65536 - high + 12; //计算高电平的定时器重载值并补偿中断延时
low = 65536 - low + 12; //计算低电平的定时器重载值并补偿中断延时
HighRH = (unsigned char)(high>>8); //高电平重载值拆分为高低字节
HighRL = (unsigned char)high;
LowRH = (unsigned char)(low>>8); //低电平重载值拆分为高低字节
LowRL = (unsigned char)low;
}
/* T0 中断服务函数,产生 PWM 输出 */
void InterruptTimer0() interrupt 1{
if (PWMOUT == 1){ //当前输出为高电平时,装载低电平值并输出低电平
TH0 = LowRH;
TL0 = LowRL;
PWMOUT = 0;
}else{ //当前输出为低电平时,装载高电平值并输出高电平
TH0 = HighRH;
TL0 = HighRL;
PWMOUT = 1;
}
}
/* T1 中断服务函数,定时动态调整占空比 */
void InterruptTimer1() interrupt 3{
static bit dir = 0;
static unsigned char index = 0;
unsigned char code table[13] = { //占空比调整表
5, 18, 30, 41, 51, 60, 68, 75, 81, 86, 90, 93, 95
};
TH1 = T1RH; //重新加载 T1 重载值
TL1 = T1RL;
AdjustDutyCycle(table[index]); //调整 PWM 的占空比
if (dir == 0){ //逐步增大占空比
index++;
if (index >= 12){
dir = 1;
}
}else{ //逐步减小占空比
index--;
if (index == 0){
dir = 0;
}
}
}

呼吸灯效果做出来后,利用这个基本原理,其它各种效果的灯光闪烁都应该可以做出来,大家看到的 KTV 里边那绚丽的灯光闪烁,其实就是采用的 PWM 技术控制的。

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围观 12

今天,首先学习单片机的基本构成和工作原理,以及外围功能电路,然后,挑战一个实际单片机的运行。

单片机是控制电子产品的大脑

现如今,我们生活中的许多电器都使用了单片机。例如:手机、电视机、冰箱、洗衣机、以及按下开关,LED就闪烁的儿童玩具。那么,单片机在这些电器中究竟做了些什么呢?

单片机是这些电器动作的关键,是指挥硬件运行的。例如:接收按钮或按键的输入信号,按照事先编好的程序,指挥马达和LCD的外围功能电路动作。

那么,单片机是如何构成的呢?如图1所示。

单片机是由CPU、内存、外围功能等部分组成的。如果将单片机比作人,那么CPU是负责思考的,内存是负责记忆的,外围功能相当于视觉的感官系统及控制手脚动作的神经系统。

“图1:单片机的构成要素”
图1:单片机的构成要素

尽管我们说CPU相当于人的大脑,但是它却不能像人的大脑一样,能有意识的、自发的思考。CPU只能依次读取并执行事先存储在内存中的指令组合(程序)。当然CPU执行的指令并不是“走路”、“讲话”等高难度命令,而是一些非常简单的指令,象从内存的某个地方“读取数据”或把某个数据“写入”内存的某个地方,或做加法、乘法和逻辑运算等等。然而这些简单指令的组合,却能实现许多复杂的功能。

会思考的CPU

让我们从CPU的构成来了解它的作用吧,如图2所示。

“图2:CPU的作用”
图2:CPU的作用

◇程序计数器

CPU读取指令时需要知道要执行的指令保存在内存的什么位置,这个位置信息称为地址(相当于家庭住址)。程序计数器(PC)就是存储地址的寄存器。通常,PC是按1递增设计的,也就是说,当CPU执行了0000地址中的指令后,PC会自动加1,变成0001地址。每执行一条指令PC都会自动加1,指向下一条指令的地址。可以说,PC决定了程序执行的顺序。

◇指令解码电路

指令解码电路是解读从内存中读取的指令的含义。运算电路是根据解码结果操作的。确切地讲,指令解码电路就是我们在“数字电路入门(2)”中学过的解码电路,只不过电路结构稍微复杂些,所以,指令解码电路的工作原理就是从被符号化(被加密)的指令中,还原指令。

◇运算电路

运算电路也称为ALU(Arithmetic and Logic Unit),是完成运算的电路。能进行加法、乘法等算术运算、也能进行AND、OR 、BIT-SHIFT等逻辑运算。运算是在指令解码电路的控制下进行的。通常运算电路的构成都比较复杂。

◇CPU内部寄存器

CPU内部寄存器是存储临时信息的场所。有存储运算值和运算结果的通用寄存器,也有一些特殊寄存器,比如存储运算标志的标志寄存器等。也就是说,运算电路进行运算时,并不是在内存中直接运算的,而是将内存中的数据复制到通用寄存器,在通用寄存器中进行运算的。

CPU的工作原理

让我们通过一个具体运算3+4,来说明CPU的操作过程吧。

假设保存在内存中的程序和数据如下。

“”

◇步骤1:当程序被执行时,CPU就读取当前PC指向的地址0000中的指令(该操作称为指令读取)。经过解码电路解读后,这条指令的意思是“读取0100地址中的内容,然后,保存到寄存器1”。于是CPU就执行指令,从0100地址中读取数据,存入寄存器1。

寄存器1: 0→3(由0变为3)
由于执行了1条指令,因此,PC的值变为0001

◇步骤2:由于PC的值为0001,因此CPU就读取0001地址中的指令,经解码电路解码后,CPU执行该指令。然后PC再加1。

寄存器2:0→4(由0变为4)
PC:0001→0000

◇步骤3:由于PC的值为0002,因此CPU从0002地址中读取指令,送给指令解码电路。解码结果是:将寄存器1和寄存器2相加,然后将结果存于寄存器1。

寄存器1:3→7
PC:2→3

于是3+4的结果7被存于寄存器1,加法运算结束。CPU就是这样,依次处理每一条简单的指令。

能记忆的内存

内存是单片机的记忆装置,主要记忆程序和数据,大体上分为ROM和RAM两大类。

◇ROM

ROM(Read Only Memory)是只读内存的简称。保存在ROM中的数据不能删除,也不会因断电而丢失。ROM主要用于保存用户程序和在程序执行中保持不变的常数。

大多数瑞萨(Renesas)的单片机都用闪存作为ROM。这是因为闪存不仅可以象ROM一样,即使关机也不会丢失数据,而且还允许修改数据。

◇RAM

RAM(Random Access Memory)是可随机读/写内存的简称。可以随时读写数据,但关机后,保存在RAM中的数据也随之消失。主要用于存储程序中的变量。

在单芯片单片机中(*1),常常用SRAM作为内部RAM。SRAM允许高速访问,但是,内部结构太复杂,很难实现高密度集成,不适合用作大容量内存。

除SRAM外,DRAM也是常见的RAM。DRAM的结构比较容易实现高密度集成,因此,比SRAM的容量大。但是,将高速逻辑电路和DRAM安装于同一个晶片上较为困难,因此,一般在单芯片单片机中很少使用,基本上都是用作外围电路。

(*1)单芯片单片机是指:将CPU,ROM,RAM,振荡电路,定时器和串行I/F等集成于一个LSI的微处理器。单芯片单片机的基础上再配置一些系统的主要外围电路,而形成的大规模集成电路称为系统LSI。

“为何要使用单片机……”

为什么很多电器设备都要使用单片机呢?

让我们用一个点亮LED的电路为例,来说明。如图3所示,不使用单片机的电路是一个由LED,开关和电阻构成的简单电路。

“图3:不安装单片机的LED电路”
图3:不安装单片机的LED电路

使用单片机的电路如图4所示。

“图4:安装单片机的LED电路图”
图4:安装单片机的LED电路图

很显然,使用单片机的电路要复杂得多,而且设计电路还要花费精力与财力。好象使用单片机并没有什么优点。但是,现在下结论还为时尚早。

如果我们让这个电路做一些比较复杂的操作,会怎么样呢。例如:如果希望LED在按下开关后,经过一段时间再点亮或熄灭,那么,对于安装有单片机的电路来说,只需更改单片机中的程序就可以了,并不需更改原电路。另一方面,对于没有单片机的电路来说,就必须在元电路中加入定时器IC,或者用标准逻辑IC和FPGA构成逻辑电路,才能实现这个功能。

也就是说,在更改和添加新功能时,带有单片机的电路显然更加容易实现。这正是电器设备使用单片机的原因。单片机可真是个方便的东西哦!

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围观 30

复位电路的工作原理

在书本上有介绍,51单片机要复位只需要在第9引脚接个高电平持续2us就可以实现,那这个过程是如何实现的呢?在单片机系统中,系统上电启动的时候复位一次,当按键按下的时候系统再次复位,如果释放后再按下,系统还会复位。所以可以通过按键的断开和闭合在运行的系统中控制其复位。

开机的时候为什么为复位

在电路图中,电容的的大小是10uf,电阻的大小是10k。所以根据公式,可以算出电容充电到电源电压的0.7倍(单片机的电源是5V,所以充电到0.7倍即为3.5V),需要的时间是10K*10UF=0.1S。也就是说在电脑启动的0.1S内,电容两端的电压时在0~3.5V增加。这个时候10K电阻两端的电压为从5~1.5V减少(串联电路各处电压之和为总电压)。所以在0.1S内,RST引脚所接收到的电压是5V~1.5V。在5V正常工作的51单片机中小于1.5V的电压信号为低电平信号,而大于1.5V的电压信号为高电平信号。所以在开机0.1S内,单片机系统自动复位(RST引脚接收到的高电平信号时间为0.1S左右)。

按键按下的时候为什么会复位

在单片机启动0.1S后,电容C两端的电压持续充电为5V,这是时候10K电阻两端的电压接近于0V,RST处于低电平所以系统正常工作。当按键按下的时候,开关导通,这个时候电容两端形成了一个回路,电容被短路,所以在按键按下的这个过程中,电容开始释放之前充的电量。随着时间的推移,电容的电压在0.1S内,从5V释放到变为了1.5V,甚至更小。根据串联电路电压为各处之和,这个时候10K电阻两端的电压为3.5V,甚至更大,所以RST引脚又接收到高电平。单片机系统自动复位。

总结:

1、复位电路的原理是单片机RST引脚接收到2US以上的电平信号,只要保证电容的充放电时间大于2US,即可实现复位,所以电路中的电容值是可以改变的。

2、按键按下系统复位,是电容处于一个短路电路中,释放了所有的电能,电阻两端的电压增加引起的。

“”

本文转载自:电子发烧友论坛
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围观 15

本文主要参考自《MICROCONTROLLER DESIGN GUIDELINES FOR ELECTROMAGNETIC COMPATIBILITY》,此文虽然写在多年前,不过有很多很现实的参考意义。另外别的IC厂商也有很多的参考文档,如果大家有兴趣可以参考一下。 题外话,写这个话题主要是去剖析模块内部主要的干扰源和敏感器件,通过这些主要的东西的设计来慢慢体会模块的EMC设计,不过难免有些一鳞半爪之嫌,积累 多了可能未来在设计电路的时候在前期就很容易把问题考虑周到和细致。

1、单片机的工作频率

1.1、单片机的设计应根据客户的需求来选择较低的工作频率

首先介绍一下这样做的优点:采用低的晶振和总线频率使得我们可以选择较小的单片机满足时序的要求,这样单片机的工作电流可以变得更低,最重要的是VDD到VSS的电流峰值会更小。

当然我们这里需要做一个妥协,因为客户的要求可能是兼容的和平台化的(目前汽车电子的发展趋势就是平台化),选择较高的工作频率可以兼容更多的平台,也方便以后升级和扩展,因此要选择一个较低的可以接受的工作频率。

2、恰当的输出驱动能力

在给定负载规范,上升和下降时间,选择适当的输出的上升时间,最大限度地降低输出和内部驱动器的峰值电流是减小EMI的最重要的设计考虑因素之一。驱动能 力不匹配或不控制输出电压变化率,可能会导致阻抗不匹配,更快的开关边沿,输出信号的上冲和下冲或电源和地弹噪声。

2.1、设计单片机的输出驱动器,首先确定模块需求的负载,上升和下降的时间,输出电流等参数,根据以上的信息驱动能力,控制电压摆率,只有这样才能得到符合模块需求又能满足EMC要求。

驱动器能力比负载实际需要的充电速度高时,会产生的更高的边沿速率,这样会有两个缺点:

1.信号的谐波成分增加了.

2.与负载电容和寄生内部bonding线,IC封装,PCB电感一起,会造成信号的上冲和下冲。

选择合适的的di/dt开关特性,可通过仔细选择驱动能力的大小和控制电压摆率来实现。最好的选择是使用一个与负载无关的恒定的电压摆率输出缓冲器。同样的 预驱动器输出的电压摆率可以减少(即上升和下降时间可以增加),但是相应的传播延迟将增加,我们需要控制总的开关时间)。

2.2、使用单片机的可编程的输出口的驱动能力,满足模块实际负载要求。

可编程的输出口的驱动器的最简单是的并联的一对驱动器,他们的MOS的Rdson不能,能输出的电流能力也不相同。我们在测试和实际使用的时候可以选择不同的模式。实际上目前的单片机一般至少有两种模式可选择,有些甚至可以有三种(强,中等,弱)

2.3、当时序约束有足够的余量的时候,通过降低输出能力来减缓内部时钟驱动的边沿。

减少同步开关的峰值电流,和di/dt,一个重要的考虑因素就是降低内部时钟驱动的能力(其实就是放大倍数,穿通电流与之相关型很大)。降低时钟边沿的电 流,将显著改善EMI。当然这样做的缺点就是,由于时钟和负载的开通时间的变长使得单片机的平均电流可能增加。快速边沿和相对较高的峰值电流,时间更长边 沿较慢的电流脉冲这两者需要做一个妥协。

“”

2.4、晶振的内部驱动(反向器)最好不要超过实际的需求。

这个问题,实际上前面也谈过了,当增益过大的时候会带来更大的干扰。

3 、设计最小穿通电流的驱动器

3.1、时钟,总线和输出驱动器应尽可能使得传统电流最小

穿通电流【重叠电流,短路电流】,是从单片机在切换过程中,PMOS和NMOS同时导通时候,电源到地线的电流,穿通电流直接影响了EMI和功耗。

这个内容实际上是在单片机内部的,时钟,总线和输出驱动器,消除或减少穿通电流的方法是尽量先关闭一个FET,然后再开通一个FET。当电流较大时,需要额外的预驱动电路或电压摆率。

4、时钟的生成和分配

4.1就单片机内部而言,我们宁可给每个部分分配时钟(尽可能小的高频时钟),当然我们需要额外的管理时钟偏移工作。这样做要比使用一个增益很大的的时钟缓冲器,驱动整个IC的时钟好很多

同步CMOS的设计,在时钟边沿产生很大的峰值电流。时钟树的结构使用(在系统时间允许的条件下),比起主时钟驱动器和时钟分配线路,将减少同步开关电流。【时钟树结构中固有的延迟时间使得开关在不同时间分离开来】

4.2、使用电源管理技术。

把时钟源尽可能靠近需要的IC,如果在一个模块内需要分配时钟的话。在不需要时钟的时候,关闭时钟源。【睡眠模式的时候通常需要做时钟的切换】

4.3、在系统的限制允许的条件下,尽量使用非重叠时钟。

非重叠时钟,是指没有同步边缘的时钟。从系统的角度来说,非重叠的时钟边沿有助于消除竞争冒险和亚稳态。从EMC的角度看,加入时钟边沿之间的过渡时间会降低峰值电流和谐波的峰值幅度。平均电流从时间跨度上来看将保持大致相同,但幅度和频谱形状会发生变化。

如果时钟间的过渡是接近的但不同步(假设边沿速度相对于时钟周期要快得多),电流波形会变平和持续时间会变长。随着过渡时间的增加,对每个边沿来说到电流波形会分离成若干个脉冲。较低的脉冲幅度相应降低了谐波的频谱幅度,电流脉冲边沿很可能依然大致相同(维持脉冲带宽)。理想情况下,两相系统中非重叠的占空比为33%,最大限度地加大时钟边沿之间的时间。然而,实际应用中不可能使用这种方式,必须做一些妥协,实际系统中不容许时钟边沿的有这么大的跨度。

4.4、使时钟电路尽量远离I / O逻辑电路,减少共模辐射问题发生的可能性。

时钟信号需要远离I / O逻辑或平行的引线。时钟暂态边沿可以耦合到I / O逻辑,产生电压的噪声。

4.5、输入引脚同步器移动远离单片机引脚区域,进入单片机的核心模块。

这项方法可以减少所需的时钟驱动器的大小,

移动同步器靠近时钟源可减少时钟信号线路长度。时钟驱动器上的电容负载部分取决于引线的寄生电容的,时钟驱动充电负荷将变小。

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技巧十一:5V→3.3V有源钳位

使用二极管钳位有一个问题,即它将向 3.3V 电源注入电流。在具有高电流 5V 输出且轻载 3.3V 电源轨的设计中,这种电流注入可能会使 3.3V 电源电压超过 3.3V。为了避免这个问题,可以用一个三极管来替代,三极管使过量的输出驱动电流流向地,而不是 3.3V 电源。设计的电路如图 11-1 所示。

“”

Q1的基极-发射极结所起的作用与二极管钳位电路中的二极管相同。区别在于,发射极电流只有百分之几流出基极进入 3.3V 轨,绝大部分电流都流向集电极,再从集电极无害地流入地。基极电流与集电极电流之比,由晶体管的电流增益决定,通常为10-400,取决于所使用的晶体管。

技巧十二:5V→3.3V电阻分压器

可以使用简单的电阻分压器将 5V 器件的输出降低到适用于 3.3V 器件输入的电平。这种接口的等效电路如图 12-1 所示。

“”

通常,源电阻 RS 非常小 (小于 10Ω),如果选择的 R1 远大于RS 的话,那么可以忽略 RS 对 R1 的影响。在接收端,负载电阻 RL 非常大 (大于500 kΩ),如果选择的R2远小于RL的话,那么可以忽略 RL 对 R2 的影响。

在功耗和瞬态时间之间存在取舍权衡。为了使接口电流的功耗需求最小,串联电阻 R1 和 R2 应尽可能大。但是,负载电容 (由杂散电容 CS 和 3.3V 器件的输入电容 CL 合成)可能会对输入信号的上升和下降时间产生不利影响。如果 R1 和 R2 过大,上升和下降时间可能会过长而无法接受。

如果忽略 RS 和 RL 的影响,则确定 R1 和 R2 的式子由下面的公式 12-1 给出。

“”

公式 12-2 给出了确定上升和下降时间的公式。为便于电路分析,使用戴维宁等效计算来确定外加电压 VA 和串联电阻R。戴维宁等效计算定义为开路电压除以短路电流。根据公式 12-2 所施加的限制,对于图 12-1 所示电路,确定的戴维宁等效电阻 R 应为 0.66*R1,戴维宁等效电压 VA 应为0.66*VS。

“”

例如,假设有下列条件存在:

• 杂散电容 = 30 pF

• 负载电容 = 5 pF

• 从 0.3V 至 3V 的最大上升时间 ≤ 1 μs

• 外加源电压 Vs = 5V

确定最大电阻的计算如公式 12-3 所示。

“”

技巧十三:3.3V→5V电平转换器

尽管电平转换可以分立地进行,但通常使用集成解决方案较受欢迎。电平转换器的使用范围比较广泛:有单向和双向配置、不同的电压转换和不同的速度,供用户选择最佳的解决方案。

器件之间的板级通讯 (例如, MCU 至外设)通过 SPI 或 I2C™ 来进行,这是最常见的。对于SPI,使用单向电平转换器比较合适;对于 I2C,就需要使用双向解决方案。下面的图 13-1 显示了这两种解决方案。

“”

模拟

3.3V 至 5V 接口的最后一项挑战是如何转换模拟信号,使之跨越电源障碍。低电平信号可能不需要外部电路,但在 3.3V 与 5V 之间传送信号的系统则会受到电源变化的影响。例如,在 3.3V 系统中,ADC转换1V峰值的模拟信号,其分辨率要比5V系统中 ADC 转换的高,这是因为在 3.3V ADC 中,ADC 量程中更多的部分用于转换。但另一方面,3.3V 系统中相对较高的信号幅值,与系统较低的共模电压限制可能会发生冲突。

因此,为了补偿上述差异,可能需要某种接口电路。本节将讨论接口电路,以帮助缓和信号在不同电源之间转换的问题。

技巧十四:3.3V→5V模拟增益模块

从 3.3V 电源连接至 5V 时,需要提升模拟电压。33 kΩ 和 17kΩ 电阻设定了运放的增益,从而在两端均使用满量程。11 kΩ 电阻限制了流回 3.3V 电路的电流。

“”

技巧十五:3.3V→5V模拟补偿模块

该模块用于补偿 3.3V 转换到 5V 的模拟电压。下面是将 3.3V 电源供电的模拟电压转换为由 5V电源供电。右上方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 电阻以及+5V 电源,等效于串联了 25 kΩ 电阻的 0.85V 电压源。这个等效的 25 kΩ 电阻、三个 25 kΩ 电阻以及运放构成了增益为 1 V/V 的差动放大器。 0.85V等效电压源将出现在输入端的任何信号向上平移相同的幅度;以 3.3V/2 = 1.65V 为中心的信号将同时以 5.0V/2 = 2.50V 为中心。左上方的电阻限制了来自 5V 电路的电流。

“”

技巧十六:5V→3.3V有源模拟衰减器

此技巧使用运算放大器衰减从 5V 至 3.3V 系统的信号幅值。

要将 5V 模拟信号转换为 3.3V 模拟信号,最简单的方法是使用 R1:R2 比值为 1.7:3.3 的电阻分压器。然而,这种方法存在一些问题。

1)衰减器可能会接至容性负载,构成不期望得到的低通滤波器。

2)衰减器电路可能需要从高阻抗源驱动低阻抗负载。

无论是哪种情形,都需要运算放大器用以缓冲信号。

所需的运放电路是单位增益跟随器 (见图 16-1)。

“”

电路输出电压与加在输入的电压相同。

为了把 5V 信号转换为较低的 3V 信号,我们只要加上电阻衰减器即可。

“”

如果电阻分压器位于单位增益跟随器之前,那么将为 3.3V 电路提供最低的阻抗。此外,运放可以从3.3V 供电,这将节省一些功耗。如果选择的 X 非常大的话, 5V 侧的功耗可以最大限度地减小。

如果衰减器位于单位增益跟随器之后,那么对 5V源而言就有最高的阻抗。运放必须从 5V 供电,3V 侧的阻抗将取决于 R1||R2 的值。

技巧十七:5V→3.3V模拟限幅器

在将 5V 信号传送给 3.3V 系统时,有时可以将衰减用作增益。如果期望的信号小于 5V,那么把信号直接送入 3.3V ADC 将产生较大的转换值。当信号接近 5V 时就会出现危险。所以,需要控制电压越限的方法,同时不影响正常范围中的电压。这里将讨论三种实现方法。

1. 使用二极管,钳位过电压至 3.3V 供电系统。

2. 使用齐纳二极管,把电压钳位至任何期望的电压限。

3. 使用带二极管的运算放大器,进行精确钳位。

进行过电压钳位的最简单的方法,与将 5V 数字信号连接至 3.3V 数字信号的简单方法完全相同。使用电阻和二极管,使过量电流流入 3.3V 电源。选用的电阻值必须能够保护二极管和 3.3V 电源,同时还不会对模拟性能造成负面影响。如果 3.3V 电源的阻抗太低,那么这种类型的钳位可能致使3.3V 电源电压上升。即使 3.3V 电源有很好的低阻抗,当二极管导通时,以及在频率足够高的情况下,当二极管没有导通时 (由于有跨越二极管的寄生电容),此类钳位都将使输入信号向 3.3V 电源施加噪声。

“”

为了防止输入信号对电源造成影响,或者为了使输入应对较大的瞬态电流时更为从容,对前述方法稍加变化,改用齐纳二极管。齐纳二极管的速度通常要比第一个电路中所使用的快速信号二极管慢。不过,齐纳钳位一般来说更为结实,钳位时不依赖于电源的特性参数。钳位的大小取决于流经二极管的电流。这由 R1 的值决定。如果 VIN 源的输出阻抗足够大的话,也可不需要 R1。

“”

如果需要不依赖于电源的更为精确的过电压钳位,可以使用运放来得到精密二极管。电路如图 17-3所示。运放补偿了二极管的正向压降,使得电压正好被钳位在运放的同相输入端电源电压上。如果运放是轨到轨的话,可以用 3.3V 供电。

“”

由于钳位是通过运放来进行的,不会影响到电源。

运放不能改善低电压电路中出现的阻抗,阻抗仍为R1 加上源电路阻抗。

技巧十八:驱动双极型晶体管

在驱动双极型晶体管时,基极 “驱动”电流和正向电流增益 (Β/hFE)将决定晶体管将吸纳多少电流。如果晶体管被单片机 I/O 端口驱动,使用端口电压和端口电流上限 (典型值 20 mA)来计算基极驱动电流。如果使用的是 3.3V 技术,应改用阻值较小的基极电流限流电阻,以确保有足够的基极驱动电流使晶体管饱和。

“”

RBASE的值取决于单片机电源电压。公式18-1 说明了如何计算 RBASE。

“”

如果将双极型晶体管用作开关,开启或关闭由单片机 I/O 端口引脚控制的负载,应使用最小的 hFE规范和裕度,以确保器件完全饱和。

“”

3V 技术示例:

“”

对于这两个示例,提高基极电流留出裕度是不错的做法。将 1mA 的基极电流驱动至 2 mA 能确保饱和,但代价是提高了输入功耗。

技巧十九:驱动N沟道MOSFET晶体管

在选择与 3.3V 单片机配合使用的外部 N 沟道MOSFET 时,一定要小心。MOSFET 栅极阈值电压表明了器件完全饱和的能力。对于 3.3V 应用,所选 MOSFET 的额定导通电阻应针对 3V 或更小的栅极驱动电压。例如,对于具有 3.3V 驱动的100 mA负载,额定漏极电流为250 μA的FET在栅极 - 源极施加 1V 电压时,不一定能提供满意的结果。在从 5V 转换到 3V 技术时,应仔细检查栅极- 源极阈值和导通电阻特性参数,如图 19-1所示。稍微减少栅极驱动电压,可以显著减小漏电流。

“”

对于 MOSFET,低阈值器件较为常见,其漏-源电压额定值低于 30V。漏-源额定电压大于 30V的 MOSFET,通常具有更高的阈值电压 (VT)。

“”

如表 19-1 所示,此 30V N 沟道 MOSFET 开关的阈值电压是 0.6V。栅极施加 2.8V 的电压时,此MOSFET 的额定电阻是 35 mΩ,因此,它非常适用于 3.3V 应用。

“”

对于 IRF7201 数据手册中的规范,栅极阈值电压最小值规定为 1.0V。这并不意味着器件可以用来在1.0V 栅 - 源电压时开关电流,因为对于低于 4.5V 的VGS (th),没有说明规范。对于需要低开关电阻的 3.3V 驱动的应用,不建议使用 IRF7201,但它可以用于 5V 驱动应用。

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单片机5V转3.3V电平的19种技巧(一)

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围观 52

技巧一:使用LDO稳压器,从5V电源向3.3V系统供电

标准三端线性稳压器的压差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地转换为 3.3V,就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降 (Low Dropout, LDO)稳压器,是此类应用的理想选择。图 1-1 是基本LDO 系统的框图,标注了相应的电流。从图中可以看出, LDO 由四个主要部分组成:

1. 导通晶体管

2. 带隙参考源

3. 运算放大器

4. 反馈电阻分压器

在选择 LDO 时,重要的是要知道如何区分各种LDO。器件的静态电流、封装大小和型号是重要的器件参数。根据具体应用来确定各种参数,将会得到最优的设计。

“”

LDO的静态电流IQ是器件空载工作时器件的接地电流 IGND。 IGND 是 LDO 用来进行稳压的电流。当IOUT>>IQ 时, LDO 的效率可用输出电压除以输入电压来近似地得到。然而,轻载时,必须将 IQ 计入效率计算中。具有较低 IQ 的 LDO 其轻载效率较高。轻载效率的提高对于 LDO 性能有负面影响。静态电流较高的 LDO 对于线路和负载的突然变化有更快的响应。

技巧二:采用齐纳二极管的低成本供电系统

这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。

“”

可以用齐纳二极管和电阻做成简单的低成本 3.3V稳压器,如图 2-1 所示。在很多应用中,该电路可以替代 LDO 稳压器并具成本效益。但是,这种稳压器对负载敏感的程度要高于 LDO 稳压器。另外,它的能效较低,因为 R1 和 D1 始终有功耗。R1 限制流入D1 和 PICmicro® MCU的电流,从而使VDD 保持在允许范围内。由于流经齐纳二极管的电流变化时,二极管的反向电压也将发生改变,所以需要仔细考虑 R1 的值。

R1 的选择依据是:在最大负载时——通常是在PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——R1上的电压降要足够低从而使PICmicro MCU有足以维持工作所需的电压。同时,在最小负载时——通常是 PICmicro MCU 复位时——VDD 不超过齐纳二极管的额定功率,也不超过 PICmicro MCU的最大 VDD。

技巧三:采用3个整流二极管的更低成本供电系统

“”

图 3-1 详细说明了一个采用 3 个整流二极管的更低成本稳压器方案。

我们也可以把几个常规开关二极管串联起来,用其正向压降来降低进入的 PICmicro MCU 的电压。这甚至比齐纳二极管稳压器的成本还要低。这种设计的电流消耗通常要比使用齐纳二极管的电路低。

所需二极管的数量根据所选用二极管的正向电压而变化。二极管 D1-D3 的电压降是流经这些二极管的电流的函数。连接 R1 是为了避免在负载最小时——通常是 PICmicro MCU 处于复位或休眠状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电压超过PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根据其他连接至VDD 的电路,可以提高R1 的阻值,甚至也可能完全不需要 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是:在最大负载时——通常是 PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——D1-D3 上的电压降要足够低从而能够满足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要求。

技巧四:使用开关稳压器,从5V电源向3.3V系统供电

如图 4-1 所示,降压开关稳压器是一种基于电感的转换器,用来把输入电压源降低至幅值较低的输出电压。输出稳压是通过控制 MOSFET Q1 的导通(ON)时间来实现的。由于 MOSFET 要么处于低阻状态,要么处于高阻状态(分别为 ON 和OFF),因此高输入源电压能够高效率地转换成较低的输出电压。

当 Q1 在这两种状态期间时,通过平衡电感的电压- 时间,可以建立输入和输出电压之间的关系。

“”

对于 MOSFET Q1,有下式:

“”

在选择电感的值时,使电感的最大峰 - 峰纹波电流等于最大负载电流的百分之十的电感值,是个很好的初始选择。

“”

在选择输出电容值时,好的初值是:使 LC 滤波器特性阻抗等于负载电阻。这样在满载工作期间如果突然卸掉负载,电压过冲能处于可接受范围之内。

“”

在选择二极管 D1 时,应选择额定电流足够大的元件,使之能够承受脉冲周期 (IL)放电期间的电感电流。

“”

数字连接

在连接两个工作电压不同的器件时,必须要知道其各自的输出、输入阈值。知道阈值之后,可根据应用的其他需求选择器件的连接方法。表 4-1 是本文档所使用的输出、输入阈值。在设计连接时,请务必参考制造商的数据手册以获得实际的阈值电平。

“”

技巧五:3.3V →5V直接连接

将 3.3V 输出连接到 5V 输入最简单、最理想的方法是直接连接。直接连接需要满足以下 2 点要求:

• 3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH

• 3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL

能够使用这种方法的例子之一是将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 4-1 中所给出的值可以清楚地看到上述要求均满足。

3.3V LVCMOS 的 VOH (3.0V)大于5V TTL 的VIH (2.0V)

3.3V LVCMOS 的 VOL (0.5V)小于 5V TTL 的VIL (0.8V)。

如果这两个要求得不到满足,连接两个部分时就需要额外的电路。可能的解决方案请参阅技巧 6、7、 8 和 13。

技巧六:3.3V→5V使用MOSFET转换器

如果 5V 输入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高,则驱动任何这样的 5V 输入就需要额外的电路。图 6-1 所示为低成本的双元件解决方案。

在选择 R1 的阻值时,需要考虑两个参数,即:输入的开关速度和 R1 上的电流消耗。当把输入从 0切换到 1 时,需要计入因 R1 形成的 RC 时间常数而导致的输入上升时间、 5V 输入的输入容抗以及电路板上任何的杂散电容。输入开关速度可通过下式计算:

“”

由于输入容抗和电路板上的杂散电容是固定的,提高输入开关速度的惟一途径是降低 R1 的阻值。而降低 R1 阻值以获取更短的开关时间,却是以增大5V 输入为低电平时的电流消耗为代价的。通常,切换到 0 要比切换到 1 的速度快得多,因为 N 沟道 MOSFET 的导通电阻要远小于 R1。另外,在选择 N 沟道 FET 时,所选 FET 的VGS 应低于3.3V 输出的 VOH。

“”

技巧七:3.3V→5V使用二极管补偿

表 7-1 列出了 5V CMOS 的输入电压阈值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输出驱动电压。

“”

从上表看出, 5V CMOS 输入的高、低输入电压阈值均比 3.3V 输出的阈值高约一伏。因此,即使来自 3.3V 系统的输出能够被补偿,留给噪声或元件容差的余地也很小或者没有。我们需要的是能够补偿输出并加大高低输出电压差的电路。

“”

输出电压规范确定后,就已经假定:高输出驱动的是输出和地之间的负载,而低输出驱动的是 3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和 3.3V 之间的话,那么输出电压实际上要高得多,因为拉高输出的机制是负载电阻,而不是输出三极管。

如果我们设计一个二极管补偿电路 (见图 7-1),二极管 D1 的正向电压 (典型值 0.7V)将会使输出低电压上升,在 5V CMOS 输入得到 1.1V 至1.2V 的低电压。它安全地处于 5V CMOS 输入的低输入电压阈值之下。输出高电压由上拉电阻和连至3.3V 电源的二极管 D2 确定。这使得输出高电压大约比 3.3V 电源高 0.7V,也就是 4.0 到 4.1V,很安全地在 5V CMOS 输入阈值 (3.5V)之上。

注: 为了使电路工作正常,上拉电阻必须显著小于 5V CMOS 输入的输入电阻,从而避免由于输入端电阻分压器效应而导致的输出电压下降。上拉电阻还必须足够大,从而确保加载在 3.3V 输出上的电流在器件规范之内。

技巧八:3.3V→5V使用电压比较器

比较器的基本工作如下:

• 反相 (-)输入电压大于同相 (+)输入电压时,比较器输出切换到 Vss。

• 同相 (+)输入端电压大于反相 (-)输入电压时,比较器输出为高电平。

为了保持 3.3V 输出的极性, 3.3V 输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由 R1 和 R2 确定的参考电压处,如图 8-1 所示。

“”

计算 R1 和 R2

R1 和 R2 之比取决于输入信号的逻辑电平。对于3.3V 输出,反相电压应该置于VOL 与VOH之间的中点电压。对于 LVCMOS 输出,中点电压为:

“”

如果 R1 和 R2 的逻辑电平关系如下,

“”

若 R2 取值为 1K,则 R1 为 1.8K。

经过适当连接后的运算放大器可以用作比较器,以将 3.3V 输入信号转换为 5V 输出信号。这是利用了比较器的特性,即:根据 “反相”输入与 “同相”输入之间的压差幅值,比较器迫使输出为高(VDD)或低 (Vss)电平。

注: 要使运算放大器在 5V 供电下正常工作,输出必须具有轨到轨驱动能力。

“”

技巧九:5V→3.3V直接连接

通常 5V 输出的 VOH 为 4.7 伏, VOL 为 0.4 伏;而通常 3.3V LVCMOS 输入的 VIH 为 0.7 x VDD, VIL为 0.2 x VDD。

当 5V 输出驱动为低时,不会有问题,因为 0.4 伏的输出小于 0.8 伏的输入阈值。当 5V 输出为高时, 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH,所以,我们可以直接把两个引脚相连,不会有冲突,前提是3.3V CMOS 输出能够耐受 5 伏电压。

“”

如果 3.3V CMOS 输入不能耐受 5 伏电压,则将出现问题,因为超出了输入的最大电压规范。可能的解决方案请参见技巧 10-13。

技巧十:5V→3.3V使用二极管钳位

很多厂商都使用钳位二极管来保护器件的 I/O 引脚,防止引脚上的电压超过最大允许电压规范。钳位二极管使引脚上的电压不会低于 Vss 超过一个二极管压降,也不会高于 VDD 超过一个二极管压降。要使用钳位二极管来保护输入,仍然要关注流经钳位二极管的电流。流经钳位二极管的电流应该始终比较小 (在微安数量级上)。如果流经钳位二极管的电流过大,就存在部件闭锁的危险。由于5V 输出的源电阻通常在 10Ω 左右,因此仍需串联一个电阻,限制流经钳位二极管的电流,如图 10-1所示。使用串联电阻的后果是降低了输入开关的速度,因为引脚 (CL)上构成了 RC 时间常数。

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如果没有钳位二极管,可以在电流中添加一个外部二极管,如图 10-2 所示。

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