相位噪声的含义

相位噪声是对信号时序变化的另一种测量方式,其结果在频率域内显示。用一个振荡器信号来解释相位噪声。如果没有相位噪声,那么振荡器的整个功率都应集中在频率f=fo处。但相位噪声的出现将振荡器的一部分功率扩展到相邻的频率中去,产生了边带(sideband)。从下图中可以看出,在离中心频率一定合理距离的偏移频率处,边带功率滚降到1/fm,fm是该频率偏离中心频率的差值。

相位噪声通常定义为在某一给定偏移频率处的dBc/Hz值,其中,dBc是以dB为单位的该频率处功率与总功率的比值。一个振荡器在某一偏移频率处的相位噪声定义为在该频率处1Hz带宽内的信号功率与信号的总功率比值。

图1  相位噪声的含义
图1 相位噪声的含义

主要的相位噪声测量方法

1.直接频谱测量方法s

这是最简单最经典的相位测量技术。如图 2 所示,将被测件 (DUT) 的信号输入频谱仪/信号分析仪,将信号分析仪调谐到被测件频率,直接测量振荡器的功率谱密度 (f)。由于该方法对频谱密度的测量是在存在载波的情况下进行,因此频谱仪/信号分析仪的动态范围对测量范围有较大影响。

虽然不太适合测量非常靠近载波的相位噪声,但该方法可以非常方便地快速测定具有相对高噪声的信号源质量。测量在满足以下条件时有效:

● 频谱仪/信号分析仪在相关偏置时的本身 SSB 相位噪声必须低于被测件噪声。

● 由于频谱仪/信号分析仪测量总体噪声功率,不会区分调幅噪声与相位噪声,被测件的调幅噪声必须远低于相位噪声 (通常 10 dB 即可)。

图2  直接频谱测量方法
图2 直接频谱测量方法

2.鉴相器测量方法

如果需要分离相位噪声和调幅噪声,则需使用鉴相器法进行相位噪声的测量。图 3 描述了鉴相器技术的基础概念。鉴相器可将两个输入信号的相位差转换为鉴相器输出端的电压。相位差设置为 90° (正交) 时,电压输出为 0 V。偏离正交的任何相位波动都将引发输出端的电压变化。

图3  鉴相器工作原理
图3 鉴相器工作原理

目前已根据鉴相器原理开发了多种测量方法。其中,参考信号源/PLL (锁相环) 和鉴频器方法应用最广泛。

3. 参考信号源/PLL 测量方法s

如图 4 所示,该方法是将双平衡混频器用作鉴相器。两个信号源,分别来自被测件和参考信号源,为混频器提供输入。调整参考信号源与被测件具有相同的载波频率 (fc),并设为额定相位正交 (异相 90°)。混频器的相加频率 (2fc) 将由低通滤波器 (LPF) 滤出,混频器的相减差频为 0 Hz (dc),平均电压输出为 0 V。

该直流信号带有交流电压波动,该波动与两个输入信号的合成 (总 rms)噪声成比例。为了精确测量被测件信号的相位噪声,参考信号源的相位噪声应该低至可忽略水平,或者得到了很好的表征。基带信号通常会在放大后输入基带频谱分析仪。

参考信号源/PLL 方法提供最佳的总体灵敏度和最广泛的测量范围 (例如 0.01 Hz 至 100 MHz 的频率偏置范围)。另外,该方法对 AM 噪声不敏感,并可以跟踪漂移信号源。但是该方法需要一个干净的可电子调谐参考信号源,而且在测量高漂移率信号源时需要参考信号源必须具有宽的调谐范围。

图4  参考信号源 /PLL 技术 - 基础方框图
图4 参考信号源 /PLL 技术 - 基础方框图

4. 鉴频器测量方法

鉴频器方法是鉴相技术的一种,该方法无需使用参考信号源。鉴频器方法降低了测量灵敏度 (尤其在偏置频率靠近载波时),但是当被测件是更大的噪声源,具有高电平、低速率的相位噪声或者邻近载频的杂散边带较高时,会影响鉴相器 PLL 技术的测量,鉴频器方法则非常适用。

图 5 显示的是使用延迟线的鉴频器方法。将被测件信号经功分器分到两路通道,一路信号相对于另一路信号产生延迟。延迟线将频率起伏转换为相位起伏。调整延迟线或移相器从而确保混频器 (鉴相器) 的两个输入相位正交。之后,鉴相器将相位波动转换为电压波动,电压波动以频率噪声形式在基带频谱分析仪上显示。随后,频率噪声转换为被测件的相位噪声读数。

图5  鉴频器方法 - 基础方框图
图5 鉴频器方法 - 基础方框图

较长的延迟线可提高灵敏度,但延迟线的插入损耗可能超过信号源功率,并且无法进一步改进。并且,较长延迟线会限制可测得的最大偏置频率。因此该方法非常适用于自由振荡信号源,例如 LC 振荡器或晶体振荡器。

5. 外差 (数字) 鉴相器测量方法

外差 (数字) 鉴相器方法是模拟延迟线鉴相器方法的修改版,可以测量相对较大相位噪声的不稳定信号源和振荡器。相比 PLL 方法,该方法具有更宽的相位噪声测量范围,在任何频率上都不需要重新连接模拟延迟线。与上述鉴频器方法不同,其相位噪声测量的总体动态范围会受到 LNA 和 ADC 的限制。后面会介绍如何通过互相关技术来改善这一限制。

将延迟时间设置为零时,外差 (数字) 鉴相器方法还可以提供方便且精确的 AM 噪声测量,其设置和射频端口连接与进行相位噪声测量时相同。

该方法仅适用于 E5052B 信号源分析仪。参见图 6 显示的功能方框图。

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图 6 外差 (数字) 鉴相器方法的方框图

6. 双通道互相关测量技术

该技术结合了两个重复的单通道参考信号源 /PLL 系统,将各个通道的输出端之间进行互相关操作 (如图 7 所示)。

图7   双通道互相关技术结合两个鉴相器
图7 双通道互相关技术结合两个鉴相器

通过每个通道的被测件噪声是相干的且不会受到互相关的影响; 但是每个通道的内部产生的噪声不相干,并且通过互相关操作以 M½ (M 是互相关级数) 速率的降低。这可以表示为:

Nmeas = NDUT + (N1 + N2)/M1/2

其中,Nmeas 是显示屏显示的测得总噪声,NDUT 是被测件噪声,N1 和 N2 分别是通道 1 和通道 2 的内部噪声,M 是互相关级数。

双通道互相关技术无需非常好的硬件性能,便可实现出色的测量灵敏度。但是,互相关级数增加会影响到测量速度。

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围观 9

在运放选型中,一些常用的指标选择比较简单,例如根据自身供电选择供电电源、根据增益及带宽选择增益带宽积(GBW)、根据精度要求选择等效输入噪声电压/电流、根据空间选择封装等等。

但是在一些小信号放大电路中,还有一些比较精细的指标需要仔细分析对比。

1. 几种相关指标的定义

这里主要说说运放的失调电压、失调电流、偏置电流、输入阻抗以及输入级(定义主要参考ADI技术资料MT-035、MT-037、MT-038等)。

1.1. 失调电压

理想状态下,如果运算放大器的两个输入端电压完全相同,输出应为0 V。实际上,还必须在输入端施加小差分电压,强制输出达到0。该电压称为输入失调电压Vos。输入失调电压可以看成是电压源Vos,与运算放大器的反相输入端串联,如图所示。

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1.2. 偏置电流

理想情况下,并无电流进入运算放大器的输入端。而实际操作中,始终存在两个输入偏置电流,即IB+和IB-。

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1.3. 失调电流

“输入失调电流”IOS是IB–和IB+之差,即IOS = IB+ − IB–。

1.4. 输入阻抗

电压反馈(VFB)运算放大器通常具有差模和共模两种指定的输入阻抗。

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共模输入阻抗数据手册中的规格参数(Zcm+和Zcm–)是从任一输入至地(不是从两者至地)的阻抗。差分输入阻抗(Zdi­)是指两个输入之间的阻抗。这些阻抗通常是电阻性的,且阻值较高(105至1012 Ω),还有一些并联电容(通常为几pF,有时可高达20至25 pF)。大多数运算放大器电路中,反相输入阻抗都通过负反馈降至极低值,起重要作用的只有Zcm+和Zdiff。

1.5. 运放输入级

双极性晶体管(BJT)输入,输入级使用双极性晶体管,其特性如下:

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场效应晶体管(FET)输入,输入级场效应管,其特性如下:

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2.选型分析

当进行小信号放大(电压信号)时,必须根据信号源的幅值和输出阻抗来进行选型。

2.1. 失调电压Vos

在某些应用中,信号源的幅值很低,例如1mV。而很多运放的失调电压接近大于1mV,例如将1mV信号源输入到-1mv失调电压的运放,放大后的输出信号0V。

因此,当信号源幅值很低,必须首先考虑运放的Vos。如果Vos跟被测信号幅度差不多,甚至更大,则放大后的信号幅值会远远偏离预期。虽然这个偏置可以通过调零电路来调,但是Vos较大运放,Vos随温度的漂移也会较大,还是会给测量精度带来很大影响。

此时,选择BJT输入级比较合适(Vos相对小)。

2.2. 输入阻抗

理想运放输入阻抗无穷大,信号源可以完全被放大器放大。但是实际运放的输入阻抗是个有限值。对于电压反馈型运入,输入阻抗主要由输入级的决定,一般BJT输入级的运放。的共模输入阻抗会大于40MΩ。差模输入阻抗大于200GΩ。对于JFET和CMOS输入级的运放,输入阻抗要大的多。

如果信号源的阻抗较大,例如1MΩ,运放输入阻抗是40MΩ,那么由于分压作用,实际输入到运放的信号幅度降低约2.5%。

因此,当信号源输出阻抗较大,选择FET输入级运放效果会更好;如果信号源输出阻抗较小,那么选BJT或者FET输入级都没问题。

2.3. Ib、Ios

当信号源输出阻抗较大,会存在较大的热噪声,偏置电流流经信号源的输出阻抗会产生电压噪声。

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所以当信号源输出阻抗较大,选择FET输入级比较合适。

2.4. 确立主要矛盾

在实际的设计中,某些时候不同的项目适合的运放会产生冲突,例如小幅度大输出阻抗的信号源,考虑Vos需要选择BJT运放,考虑输入阻抗和Ib需要选择FET,那么就必须清楚哪个因素占主导地位,综合考虑实现总的误差最小。

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围观 4

作者:德州仪器 (TI) 模拟应用工程师Sanjay Pithadia 和 高级模拟应用工程师Shridhar More

本文是系列文章(共2部分)的第2部分。第1部分(见参考1)为你解释了一些典型专业术语和接地层,并介绍了分区方法。第2部分将讨论分割接地层的利弊。另外,文章还将解释多转换器和多板系统接地。

如果分割接地层并且线路穿过分割线(如图1所示),那么电流返回通路在哪里呢?假设两个层在某处连接(通过在一个单独点),则返回电流必在该大型环路内流动。大型环路内的高频电流产生辐射和高接地电感。大型环路内的低电平模拟电流易受干扰的影响。

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图1 穿过接地层分割的信号线迹

如果两个层仅在电源处连接(图2),则返回电流被迫直接流回电源接地,这是一个真正的大型环路!另外,不幸的是,不同RF电势下使用长线缆连接的模拟和数字接地层,形成一个非常有效的偶极天线。

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图2 在电源位置连接的分割层

首选使用一个持续接地层以避免这种长接地环路,但是如果使用分割接地层绝对必要并且线路穿过分割线,则各层应首先在一个位置连接,以形成一个返回电流的桥(图3)。对所有线路进行布局,让它们穿过该桥,直接在每条线路下面提供一条返回通路,从而产生一个非常小的环路面积。这种方法的典型应用是权衡何时使用高分辨率(≥20-bit)Σ-Δ模数转换器(ADC)。

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图3 线路接地层桥接

通过分割层传输信号的其它方法是使用光隔离器(通过光)、变压器(通过磁场)或者一个真正的差动信号(信号沿一条线路传输,然后在另一条线路上返回,无需返回电流接地)。

一种更好的方法是“分区”。仅使用一个接地层始终为首选,把PCB划分为模拟部分和数字部分(参见图4b)。模拟信号必须安排在板的模拟部分,而数字信号必须安排在板的数字部分,并且所有层上都有这两个部分。在这种情况下,数字返回电流不会存在于接地层的模拟部分,并且保持在数字信号线迹下面。图4比较了一个分割层和一个分区层。

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图4 接地层布局

 
分区方法存在的唯一问题是,当模拟信号错误地安排在板的数字部分(反之亦然)时则难以有效,如图5所示。因此,对于所有PCB布局而言,重点是使用一个单个接地层,把它划分为模拟和数字部分,然后运用信号安排原则。

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图5 错误安排的数字信号线迹

在一块单独板上使用多个数据转换器时的接地

大多数数据转换器的产品说明书都说明了相对于单一PCB的接地方法,并且通常为制造厂商自己的评估板。一般而言,我们建议把PCB接地层分割为一个模拟层和一个数字层。我们还建议,把转换器的模拟接地(AGND)和数字接地(DGND)引脚放在一起,并且在同一个点连接模拟和数字接地层,如图6所示。最终,在混合信号器件处形成系统的星形接地点。正如第1部分文章介绍的那样,测量出与该特定点相关的电路所有电压,而不仅仅只是一些让测量探针跳动的未定义接地。

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图6 单块PCB上的接地混合信号器件

  
所有有噪数字电流均通过数字电源流至数字接地层,然后再返回至数字电源,以此来隔离于电路板的敏感模拟部分。模拟和数字接地层在数据转换器处交汇在一起时,形成系统的星形接地点。这种方法在使用单独PCB和单个数据转换器的简易系统中一般有效,但是它并不是很适合于多卡和多转换器系统。如果不同PCB上有几个数据转换器,这种方法便无效,因为模拟和数字接地系统在PCB上每个转换器处都交汇在一起,形成许多接地环路。

假设一个设计人员正在使用一块拥有3个DAC和2个ADC的8层PCB。为了最小化噪声,模拟和数字接地层应固定连接在所有ADC和数模转换器(DAC)芯片下面。AGND和DGND引脚应相互连接,并且连接模拟接地层,同时模拟和数字接地层应单独连接回电源。电源应进入数字分区电路板,并直接给数字电路供电,然后经过滤波或者调节以后给模拟电路供电。这样,应仅把数字接地层连接回电源。图7显示了经过分区的模拟和数字接地层,以及多数据转换器PCB的电源连接。

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图7 多ADC的PCB电源与接地

多卡混合信号系统

设计人员开始把单卡接地概念应用于多卡系统,这增加了人们对于混合信号接地的困惑。在一些不同PCB上具有数个数据转换器的系统内,模拟和数字接地层在几个点连接,带来形成接地环路的可能性,并且使单点星形接地系统无法实现。

最小化多卡系统内接地阻抗的最佳方法是,把一个母板PCB用作两个卡之间互连的底层。这样便可为底板提供一个连续的接地层。PCB连接器至少有30%到40%的引脚用于接地。这些引脚应连接底层母板的接地层。完成整个系统接地方案,共有两种可能性:

  1、 底层的接地层在无数个点连接底板接地,让各种接地电流返回通路四散。它一般指的是多点接地系统(图8)。

  2、 接地层连接至单个星形接地点(通常在电源处)。

  3、 第一种方法常常用于全数字系统,但也可用于混合信号系统,前提条件是数字电路的接地电流足够低,并且散布于一个较大的面积上。

PCB、底层和最终的底板都维持低接地阻抗。但是,接地连接金属片底板的电气触点应具有良好的状态,这一点很关键。它要求自动攻丝金属片螺钉或者咬式垫圈。阳极氧化铝用于底板材料时需特别小心,因为其表面会起到一个隔离器的作用。

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图8 多卡系统的接地方案

第二种方法即单点星形接地,通常用于具有单独模拟和数字接地系统的高速混合信号系统。

相关链接:连载:混合信号系统接地揭秘(一)

围观 5

所有信号处理系统都要求混合信号器件,例如:模数转换器(ADC)或数模转换器 (DAC) 等。对于宽动态范围模拟信号处理的需求,要求必须使用高性能ADC和DAC。要在高噪声数字环境下保持性能,依赖于优秀的电路设计方法,例如:正确的信号布局、去耦和接地等。
  
毫无疑问,在系统设计中,接地是我们讨论最多的话题之一。尽管基本概念十分简单,但实现起来却并不容易。就线性系统而言,接地是信号建立的参考基准,而不幸的是,它也成为单极电源系统中电源电流的返回通路。错误的接地方法会降低高精度线性系统的性能。没有哪一种教程能够保证一定能获得理想的结果,但我们可以注意几个容易引发问题的方面。
  
本系列文章将为您详细介绍混合信号系统使用的一些接地方法,它共分两个部分,本文为第一部分。第1部分为您解释说明一些常用的术语和接地层,并介绍划分方法。第2部分探讨分割接地层的一些方法,包括每种方法的利弊。它还介绍了使用多转换器和多板的一些系统的接地情况。
  
在系统设计中经常使用的一个术语是星形接地。这个术语的意思是,某个电路中所有电压均指一个单接地点,也即星形接地点。它的关键特性是,在接地网络中,对特定点的所有电压进行测量,而不仅仅是某个非定义接地(不管探针定在何处)。特别需要指出,这种方法实现起来很困难。例如,在一个星形接地系统中,为了最小化信号相互作用和高阻抗信号或接地通路产生的效应而拟定出所有信号通路,会带来实现问题。当给电路添加电源时,它们会增加非理想接地通路,或者其现有接地通路中电源电流较强或噪声较多,以致于破坏信号传输。

 

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图1:数据转换器中的AGND和DGND引脚
 

混合信号器件中AGND和DGND引脚解释

数字和模拟设计工程师们往往会从各个不同角度来查看混合信号器件,但每名使用混合信号器件的工程师都会注意到模拟接地 (AGND) 和数字接地 (DGND)。对于如何处理这些接地,许多人感到困惑,而多数困惑均来自于如何标示ADC接地引脚。注意,引脚名称AGND和DGND是指该组件的内部情况,并不必然表明你应该在外部如何操作。数据转换器数据表通常建议将模拟和数字接地捆绑在器件上。但是,设计人员有时想而有时又不想让数据转换器成为系统的星形接地点。我们应该如何做呢?
  
如图1所示,混合信号IC内的接地一般会保持独立,目的是避免数字信号耦合进入模拟电路。对于连接芯片上焊垫至封装引脚相关的内部电感和电阻(相比电感可忽略不计),IC设计人员没有一点办法。快速变化的数字电流在数字电路中产生电压(di/dt),其不可避免地会通过杂散电容耦合进入模拟电路。
  
若不考虑这类耦合,IC可以工作得很好。但是,为了防止进一步的耦合,我们应使用最短的导线,从外部把AGND和DGND引脚接合到一起,连接同一低阻抗接地层。DGND连接中任何一点外部阻抗都会引起更多的数字噪声,而其反过来又会通过杂散电容让更多的数字噪声耦合进入模拟电路。
  
模拟还是数字接地层,又或者两者兼有?

为什么需要接地层?如果一条总线线路用作接地而非层,则必须进行计算才能确定总线线路的压降,因为大多数逻辑转换等效频率的阻抗。这种压降造成系统最终精确度误差。要实现一个接地层,双面PCB的一面由连续铜材料组成,用作接地。由于使用大面积、扁平化导体方式,大量金属材料实现最低程度电阻和电感。
  
接地层起到一个低阻抗返回通路的作用,旨在去耦快速数字逻辑引起的高频电流。另外,它还最小化了电磁干扰/射频干扰(EMI/RFI)产生的辐射。由于接地层的屏蔽行为,电路对于外部EMI/RFI的敏感性降低了。接地层还允许高速数字或者模拟信号通过传输线路(微波传输带或者带状线)方法进行传输,其要求受控阻抗。
  
如前所述,AGND和DGND引脚必须在器件上接合到一起。如果必须隔离模拟和数字接地,那么我们应该将它们连接到模拟接地层、数字接地层还是两个都连呢?
  
请记住,数据转换器是模拟的!因此,AGND和DGND引脚应连接至模拟接地层。如果它们被连接至数字接地层,则模拟输入信号将出现数字噪声,因为它可能为单端,并且参考模拟接地层。连接这两个引脚至静态模拟接地层,会把少量数字噪声注入其中,并降低输出逻辑的噪声余量。这是因为,输出逻辑现在参考模拟接地层,并且所有其它逻辑均参考数字接地层。但是,这些电流应为非常小,并且通过确保转换器输出不驱动大扇出得到最小化。
  
可能的情况是,设计使用器件的数字电流可低可高。两种情况的接地方案并不相同。一般而言,数据转换器常常被看作为低电流器件(例如:闪存ADC)。但是,今天的一些拥有片上模拟功能的数据转换器,正变得越来越数字化。随着数字电路的增加,数字电流和噪声也随之增加。例如,∑-△ADC包含一个复杂的数字滤波器,其相当大地增加了器件的数字电流。
  
低数字电流数据转换器接地
  
正如我们讲的那样,数据转换器(或者任何混合信号器件)均为模拟。在所有系统中,模拟信号层都位于所有模拟电路和混合信号器件放置的地方。同样,数字信号层拥有所有数字数据处理电路。模拟与数字接地层应有同各自信号层相同的尺寸和形状。
  
图2概述了低数字电流混合信号器件接地的方法。该模拟接地层没有被损坏,因为小数字瞬态电流存在于本地去耦电容器VDig和DGND(绿线)之间的小型环路中。图2还显示了一个位于模拟和数字电源之间的滤波器。共有两类铁氧体磁珠:高Q谐振磁珠和低Q非谐振磁珠。低Q磁珠常用于电源滤波,其与电源连接点串联。

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图2:低内部数字电流数据转换器接地

  
高数字电流数据转换器接地
  
图2所示电路靠VDig和DGND之间的去耦电容器来使数字瞬态电流隔离在小环路中。但是,如果数字电流足够大,并且有组件在DC或者低频下,则该去耦电容器可能必须非常的大,而这是不实际的。VDig和DGND之间环路之外的任何数字电流,必须流经模拟接地层。这可能会降低性能,特别是在高分辨率系统中更是如此。图3显示了一种适用于强数字电流混合信号器件的替代接地方法。数据转换器的AGND引脚连接至模拟接地层,而DGND引脚则连接至数字接地层。数字电流也隔离于模拟接地层,但两个接地层之间的噪声却直接作用于器件的AGND和DGND引脚之间。模拟和数字电路必须获得有效的隔离。AGND和DGND引脚之间的噪声必须不能过大,否则会降低内部噪声余量,或者引起内部模拟电路损坏。
  
模拟和数字接地层的连接
  
图2和3显示了连接模拟和数字接地层的备选背靠背肖特基二极管。该肖特基二极管防止大DC电压或者低频电压尖峰在两个层之间形成。如果其超出0.3V,这些电压可能会损坏混合信号IC,因为它们直接出现在AGND和DGND引脚之间。
  
作为一种背靠背肖特基二极管的替代方法,铁氧体磁珠可以在两个层之间提供一个DC连接,并在数兆赫兹频率时对其进行隔离,此时铁氧体磁珠电阻增加。这种方法可防止IC受到AGND和DGND之间DC电压的损坏,但是这种铁氧体磁珠提供的DC连接会引入讨厌的DC接地环路,其可能不适合于高分辨率系统。只要在高数字电流IC特殊情况下AGND和DGND引脚被隔离,则在必要时应将它们连接在一起。
  
跳线和/或带选项允许我们尝试两种方法,以验证哪种方法能够获得最佳总系统性能。
  
隔离还是分割:哪一种对接地层重要?
  
一个常见问题是如何隔离接地,以让模拟电路不干扰数字电路。众所周知,数字电路噪声较大。开关期间,逻辑饱和从其电流吸引强、快速电流尖峰。相反,模拟电路非常容易受到噪声的影响。模拟电路可能不会干扰数字逻辑。相反,可能的情况是,高速数字逻辑可能会干扰低级模拟电路。因此,这个问题应该是如何防止数字逻辑接地电流污染混合信号PCB上的低级模拟电路。我们首先想到的可能是分割接地层以将DGND隔离于AGND。尽管分割层方法可以起作用,但它存在许多问题—特别是在一些大型、复杂系统中。

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图3:高内部数字电流数据转换器接地
 
共有两条基本的电磁兼容(EMC)原则:

1、电流应返回其本地源,并且要尽可能地紧凑。否则,应构建环路天线。
2、一个系统应只有一个基准层,因为两个基准会形成一个偶极天线。
  
在EMC测试期间,当在接地或者电源层中某个插槽或者缝隙之间布置线路时可观察到大多数问题。由于这种布线会引起辐射和串扰问题,因此我们不建议使用。
  
重要的是,清楚地知道某个分割层中的接地电流如何流动以及流向何处。大多数设计人员只想到了信号电流流向何处,而忽略了返回电流的路径。高频信号有一个特点:沿阻抗(电感)最低的路径流动。路径电感由路径圈起的环路面积大小决定。电流返回源必须经过的面积越大,电感也就越大。最小电感路径直接靠近线路。因此,不管是哪一层—电源或者接地—返回电流都在与线路相邻的层上流动。电流在该层内会微有扩散,并且保持在线路下面。本质上而言,其精确分布情况与高斯曲线类似。图4表明,返回电流直接位于信号线路下面。这会形成一条最小阻抗的路径。

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图4:返回电流分布情况

  
返回路径的电流分布曲线为:

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IO为总信号电流(A),h为线路厚度(cm),而D为距离线路的长度(cm)。由该方程式我们可知道,数字接地电流不愿流经接地层的模拟部分,因此不会损坏模拟信号。
  
就基准层而言,过孔间隙部分不干扰返回电流路径,这一点很重要。如果存在障碍,返回电流便会另寻路径绕过它,如图5所示。但是,这种布线最有可能会引起电流的电磁场,干扰其它信号线路的磁场,从而产生串扰问题。另外,这种障碍会对它上面的线路阻抗产生不利影响,导致不连续以及EMI增加。
  
本系列文章第2部分将讨论分割接地层存在的利和弊,并说明多转换器和多板系统的接地方法。

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图5:有无插槽两种情况的返回电流

  
作者:Sanjay Pithadia,德州仪器 (TI) 模拟应用工程师
Shridhar More,高级模拟应用工程师
围观 10

人类对高速移动数据的渴求是无止境的。可是,在城市环境中可用RF频谱已经饱和,显然需要提高基站收发数据的频谱利用率。

提升基站频谱效率的一种方案是通过基站内的大量天线实现同一频率资源与多台空间上分离的用户终端同时通信,并利用多径传输。这种技术常被称为Massive MIMO(大规模多入多出)。

您可能听到过Massive MIMO被描述为大量天线的波束赋形。随之而来的问题是:何谓波束赋形?

波束赋形与Massive MIMO的关系

不同的人对于波束赋形这个词有着不同的理解。波束赋形是指根据特定场景自适应的调整天线阵列的辐射图。在蜂窝通信中,许多人认为波束赋形是将天线功率主瓣指向用户,如图1所示。

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图1. 传统波束赋形

调整各天线收发单元幅度和相位,使得天线阵列在特定方向上的发射/接收信号相干叠加,而其他方向的信号则相互抵消。一般不考虑阵列和用户所处的空间环境。这是波束赋形,不过只是它的一种特别实现。

Massive MIMO可被视为更广泛意义上的波束赋形的一种形式,不过它与传统形式相去甚远——

  • Massive意指基站天线阵列中的大量天线;

  • MIMO意指天线阵列使用同一时间和频率资源满足空间上分离的多位用户的需求。

Massive MIMO也认为在实际系统中,天线与用户终端—以及相反过程—之间传输的数据经过了周围环境的滤波。信号可能会被建筑物和其他障碍物反射,这些反射会有相关的延迟、衰减和抵达方向,如图2所示。天线与用户终端之间甚至可能没有直接路径。人们发现,这些非直接传输路径同样有利用价值。

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图2. 天线阵列和用户之间的多路径环境

为了利用多路径,天线元件和用户终端之间的空间信道需要加以表征。文献中一般将这种响应称为信道状态信息(CSI)。此CSI实质上是各天线与各用户终端之间的空间传递函数的集合。用一个矩阵(H)来收集此空间信息,如图3所示。下一节将详细讨论CSI概念及其收集方法。CSI用于数字化编码和解码天线阵列所收发的数据。

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图3. 表征massive MIMO系统需要信道状态信息

表征基站与用户之间的空间信道

不妨考虑一个有趣的类比:一个气球在某个位置被戳破了,发出“啪”的一声,在另一个位置记录此声音或脉冲,如图4所示。

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图4. 通过声音类比说明信道的空间特性

在麦克风位置记录的声音是一个空间脉冲响应,其包含的信息是周围环境中气球和麦克风在该特定位置所独有的。与直接路径相比,被障碍物反射的声音会有衰减和延迟。

如果扩大该类比以模拟天线阵列/用户终端场景,那么需要更多气球,如图5所示。注意,为了表征各气球与麦克风之间的信道,我们需要在不同时间戳破各气球,使得麦克风记录的不同气球的反射不会重叠。

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图5. 通过声音类比下行链路信道表征

另一方向也需要表征,如图6所示。本例中,可以在用户终端位置的气球戳破时同时完成所有录音。这样所花的时间要少得多!

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图6. 通过声音类比上行链路信道表征

RF领域利用导频信号表征空间信道。天线与用户终端之间的空中传输信道是互易的,即该信道在两个方向是相同的。这与系统工作在时分复用(TDD)模式还是频分复用(FDD)模式有关。在TDD模式下,上行链路和下行链路传输使用相同频率资源。互易性假设意味着只需要在一个方向上表征信道即可,上行链路信道是显而易见的选择,因为只需要将一个导频信号从用户终端发送,并由所有天线元件接收。信道估计的复杂度与用户终端数成比例,而非与阵列中的天线数成正比。这点非常重要,因为用户终端可能在移动,故信道估计需要频繁进行。基于上行链路表征还有一个重要优势,那就是所有繁重的信道估计和信号处理任务皆在基站完成,而非在用户端完成。

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图7. 每个用户终端发射正交导频符号

现在,收集CSI的概念既已建立,那么如何将此信息应用于数据信号以支持空间复用呢?滤波基于CSI而设计,以对天线阵列传输的数据进行预编码,使得多路径信号会在用户终端位置相干叠加。这种滤波还可以用来线性组合天线阵列RF路径收到的数据,从而检测来自不同用户的数据流。

支持Massive MIMO的信号处理

上一节介绍了如何估计CSI(用矩阵H表示)。检测和预编码矩阵基于H计算。这种矩阵有多种计算方法,我们将重点讨论线性方案。线性预编码/检测方法的例子有最大比率(MR)、迫零(ZF)和最小均方误差(MMSE)。本文未提供从CSI导出预编码/检测滤波器的全过程,但讨论了其优化标准及每种方法的优缺点。

对于上述三种线性方法,图8和图9分别显示了上行和下行链路中信号处理的工作方式。针对预编码,可能还有某种缩放矩阵,用以归一化阵列上为简单起见而忽略的功率。

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图8. 上行链路信号处理H表示共轭转置

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图9. 下行链路信号处理T表示转置。* 表示共轭

顾名思义,最大比率滤波旨在最大程度提高信噪比(SNR)。从信号处理角度看,这是最简单的方法,因为检测/预编码矩阵刚好是CSI矩阵H的共轭转置或转置。其最大缺点是忽略了用户间干扰。

迫零预编码试图解决用户间干扰问题,通过设计优化标准来使其最小。检测/预编码矩阵是CSI矩阵的伪逆。伪逆的计算开销高于MR情况中的复共轭。然而,由于太注重降低干扰,用户的接收功率会受影响。

MMSE试图在放大信号与降低干扰之间取得平衡。这种整体观需付出的代价是信号处理复杂度较高。MMSE方法给优化引入了一个正则项—在图8和图9中表示为ß—利用它可以找到噪声协方差与发射功率的平衡点。此方法在文献中有时也被称为正则化迫零(RZF)。

以上并未囊括所有预编码/检测技术,只是简单介绍了主要线性方法。另外还有非线性信号处理技术,例如脏纸编码和连续干扰消除便可用来解决此问题。这些方法可提供最优容量,但实现起来非常复杂。上述线性方法对massive MIMO而言一般是足够的,天线数目可以很大。预编码/检测技术的选择取决于计算资源、天线数目、用户数目和系统所处环境的多样性。对于天线数目远大于用户数目的大天线阵列,最大比率方法可能足以满足需要。

现实系统向Massive MIMO提出的实际挑战

在现实场景中实现massive MIMO时,还有其他实际问题需要考虑。举个例子,假设一个天线阵列有32个发射(Tx)信道和32个接收(Rx)信道,工作在3.5 GHz频段。那么需要放置64个RF信号链,在给定工作频率下,天线间距约为4.2 cm。这说明,有大量硬件需装入一个很小的空间中。它还意味着会耗散大量功率,不可避免会带来温度问题。ADI的集成收发器为此类问题提供了高效解决方案。

上文讨论了利用系统的互易性来大幅削减信道估计和信号处理开销。图10显示了一个实际系统中的下行链路信道。它分为三个部分:空中信道(H)、基站发射RF路径的硬件响应(TBS)和用户接收RF路径的硬件响应(RUE)。上行链路与此相反,RBS表征基站接收硬件RF路径,TUE表征用户发射硬件RF路径。互易性假设虽然对空中接口成立,但对硬件路径不成立。由于迹线不匹配、RF路径间同步不佳和温度相关的相位漂移,RF信号链会给系统带来误差。

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图10. 实际下行链路信道

对RF路径中的所有LO(本振)PLL使用同一同步参考时钟,并对基带数字JESD204B信号使用同步SYSREF,有助于解决RF路径间的延迟问题。但在系统启动时,RF路径之间仍会有通道间的相位失配,由温度引起的相位漂移会进一步扩大此问题。因此很显然,系统在启动时需要初始化校准,此后运行中需要周期性校准。通过校准可实现互易性优势,使信号处理复杂度维持在基站,并且只需要表征上行链路信道。这样可获得一般意义上的简化,从而仅需要考虑基站RF路径(TBS和RBS)。

有多种方法可校准这些系统——

  • 在天线阵列前面放置一个校准天线,利用此校准天线来校准接收和发射RF信道。以这种在阵列前方放置一根天线的方式是否满足实际系统校准的需求,是有疑问的。

  • 利用阵列中现有天线之间的互藕作为校准机制,这有很高的可行性。

  • 在基站中的天线之前增加一些无源耦合路径(或许是最简单直接的方法)这会增加硬件复杂性,但应能提供一个鲁棒的校准机制。

为了全面校准系统,从一个指定校准发射信道发送一个信号,所有RF接收路径通过无源耦合连接接收该信号。然后,每个发射RF路径依次发送一个信号,该信号在各天线的耦合点被接收,被传回到一个合路器,再被送至指定校准接收路径。温度相关效应的变化一般很慢,故与信道特性不同,无需频繁执行温度相关校准。

ADI的收发器和Massive MIMO

ADI的集成收发器产品系列特别适合需要高密度RF信号链的应用。AD9371具有2个发射路径、2个接收路径和一个观测接收机,并有3个小数N分频PLL用于RF LO生成,采用12 mm × 12 mm封装。这一无与伦比的集成度使得制造商能够及时且经济高效地创建复杂系统。

图11显示了一个使用多个AD9371收发器的可能系统实现。该系统有32个发射信道和32个接收信道,采用16个AD9371收发器。三个AD9528时钟发生器为系统提供PLL参考时钟和JESD204BSYSREF。

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图11. 采用AD9371收发器的32 Tx、32 Rx massive MIMO射频头框图

AD9528是一款双级PLL,提供14路LVDS/HSTL输出,集成JESD204B SYSREF发生器,可用于多器件同步。AD9528排列成扇出缓冲配置,其中一个用作主器件,它的一些输出用于驱动时钟输入和从器件的SYSREF输入。图中包括一个可能的无源校准机制—如绿色和橙色部分所示—一个专用发射和接收信道通过分相器/合相器校准所有接收和发射信号路径,正如上一节所述。

结束语

Massive MIMO空间复用有望成为蜂窝通信领域的革命性技术,其支持在高流量城市区域实现更高的蜂窝容量和效率。它利用了多路径传播所带来的分集性,允许基站与多位用户之间使用同一时间和频率资源进行数据传输。基站天线与用户之间的信道具有互易性,故所有复杂的信号处理可以保留在基站进行,信道表征可以在上行链路中完成。ADI的RadioVerse™系列集成收发器产品支持在小的空间中实现多通路的RF路径,因此非常适合massive MIMO应用。

来源:亚德诺半导体

围观 7

I/Q 信号

I/Q 信号是调制输入端为了提高频带利用率而设计的相位正交得两路信号。

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在信号分析中,我们常把信号进行矢量分解,也就是将信号分解为频率相同、峰值幅度相同但相位相差90 的两个分量。用矢量表述信号,可以完整地描述信号的幅度、频率和相位。矢量作为一个图解工具,矢量是一个直角坐标系中的旋转的箭头。箭头的长度代表信号的峰值幅度。逆时针旋转方向为正方向。箭头与横轴正半轴的夹角为相位。信号周期对应于箭头旋转一周的时间。信号每秒钟完成旋转的次数对应于信号频率。信号矢量在纵轴上的投影长度等于信号的峰值幅度乘以相位正弦值,因此,如果信号是一个正弦波,该投影就对应于信号的瞬时幅度。通常采用一个正弦信号(Asinwt)和一个余弦信号(Acoswt)描述这两个分量,其中余弦分量被称为同相分量,即I 分量;正弦分量被称为正交分量,即Q 分量。

对信号通常用复数表示,这样它可以分解为实部与虚部。 x(t)= a(t)+jb(t), 即为I,Q 信号。

I/Q 是信号分解,I 或Q 不能单独代表信号全部信息 带一半信号。
I/Q 主要用于无线通信的I/Q 调制电路,即所谓的"万能调制器",可以实现多种调制.当然差分信号也可以用在调制上,例如BPSK 调制.另外所谓的基带数字信号与基带模拟信号是有区别的,DA 之前是基带数字信号,DA 之后是基带模拟信号.

例子: QPSK
设输入的二进制数字信息序列为1001001110...,则将它们分为10,01,00,1 1,10,...即经过串并转换后得到I 路信号:10011...,Q 路信号01010...然后I 路与coswt 相乘,Q 路与sinwt 相乘,最后相加得到QPSK 信号。

一般IQ 线都会走差分对形式. 下图为某电路中采用的形式。

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差分信号

差分信号是指在放大器输入端为了避免共模干扰而设计的相位相反的两路信号。
差分信号是信号形式,一路信号含有全部信息;

差分可以数字,也可以模拟

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差分信号用于PCB 板内信号的传输,差分信号要求幅度相等而相位相反,主要是为了消除共模干扰,差分信号一般是基带模拟信号,也可以是基带的数字信号,如高速数字信号.要求传输差分信号的两根线藕合得很紧,以得到良好的EMI 性能及抗干扰能力,另外差分信号还可以达到精确的时序定位.

差分信号好处:

第一个是,因为你在控制'基准'电压,所以能够很容易地识别小信号。

在一个地做基准,单端信号方案的系统里,测量信号的精确值依赖系统内'地'的一致性。信号源和信号接收器距离越远,他们局部地的电压值之间有差异的可能性就越大。从差分信号恢复的信号值在很大程度上与'地'的精确值无关,而在某一范围内。

第二个是,它对外部电磁干扰(EMI)是高度免疫的。

一个干扰源几乎相同程度地影响差分信号对的每一端。既然电压差异决定信号值,这样将忽视在两个导体上出现的任何同样干扰。除了对干扰不大灵敏外,差分信号比单端信号生成的 EMI 还要少。

第三个是,在一个单电源系统,能够从容精确地处理'双极'信号。

为了处理单端,单电源系统的双极信号,我们必须在地和电源干线之间某任意电压处(通常是中点)建立一个虚地。用高于虚地的电压来表示正极信号,低于虚地的电压来表示负极信号。接下来,必须把虚地正确地分布到整个系统里。

而对于差分信号,不需要这样一个虚地,这就使我们处理和传播双极信号有一个高真度,而无须依赖虚地的稳定性。

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来源:互联网

围观 9

精准的天线调谐可以帮助智能手机利用新技术和新的频谱资源。

还记得你拉出自己的第一部手机上的天线来打电话吗?在过去的25年中,天线设计已经彻底改变了手机。当我们从2G转换到3G继而转到LTE时,我们已经逐步降低了10dB的链路预算。

随着网络显著改进,在消费者没有太多反馈的情况下,我们已经能够降低手机天线的性能,这虽然令人震惊但确实是真实情况。

多种因素导致这个结果,包括消除扩展天线、金属支架手机壳、多载波天线、载波聚合、授权协助接入和多输入/多输出天线技术 (MIMO)、天线形状因数、投入市场时间的压力。

因为政府机构会对天线端口进行测试,检测其是否具有连接器,而且载波通常在“自由空间”环境下执行测试,所以大多数用户没有注意到天线性能降低。

在相当优化的条件下,美国无线通信和互联网协会(CTIA)认证需要进行自由空间测试。进行动态性能测试时,采用的手握夹具与现实情况下“手握”不同,在测试时使用泡沫将手与夹具之间相隔开,以避免使用真正的手而出现模拟性能差的情况。

图1:手机由外部天线转为内部天线,天线效率有所降低

图1:手机由外部天线转为内部天线,天线效率有所降低

25年来对于天线性能的改变开始转向另一个方向,我们发现手机制造商投资了一项新技术,这项技术专门针对改善总辐射功率和总灵敏度,可以为手机用户带来巨大的好处。

天线分集
除了调谐主天线之外,向终端添加分集天线可能会提高手机性能。由于大多数智能手机现在都应用LTE的2x2 MIMO,LTE频带的设计已经添加了第二根天线。

事实上,LTE标准允许使用第二根天线用于接收机分集或用于MIMO,选择对于主导信道条件更加有利的模式。
将这一概念进一步推进,现在谷歌Pixel 和三星Galaxy S7等几款手机在关键LTE频段中使用四根天线,支持选择四路接收机分集和4x4 MIMO。自由空间测试手机行能时,吞吐量的增加并不明显。

现实生活中,用手抓住手机的金属外壳进行通话,额外的天线可能会对吞吐量产生很大的影响。一些供应商的测试记录了吞吐量的增幅超过60%。

移动运营商开始为一些基站投资4x4 MIMO,但并不是任何地方都具有配备4x4 MIMO的能力。因此,我们构想智能手机的架构具有分集开关,允许4x4 MIMO操作或四路接收机分集,旨在让手机在任何情况下都具有最佳性能。

调谐功能
光圈调谐在10年前就已经推出,并已成为任何智能手机的标准部分,包括700MHz和960MHz之间的多个频段。如今大多数智能电话中,天线长度的改变可以作为一个开关,从而将其谐振频率从一个频带转变到另一个频带。一些手机使用MEMS器件来改变谐振频率。

手机除了频率调谐功能外,现在超过100个智能手机型号包括阻抗匹配调谐,这个调谐功能适应于降低手机对手机的影响。闭环阻抗匹配调谐可以恢复超过4dB的辐射功率损失性能,这给手机用户带来好处。
例如,手机电池每天能多续航一个小时;手机能够进行更稳定的数据通话,由于TDD链路上行链路限制,故而使用TRP链路,恢复4dB手机性能极大地提高了LTE链路的稳定性;带来更高的数据吞吐量,更高的信号质量有益于上行链路和下行链路。

图2:手机与手机之间带来的失配损耗可以通过闭环调谐消除

图2:手机与手机之间带来的失配损耗可以通过闭环调谐消除

载波聚合(CA)
许多人认为天线调谐与载波聚合不兼容,特别是在针对“低-低”频带组合或“高-高”频带组合实现载波聚合的情况下。
然而,目前使用的闭环调谐可以适用于不同的情况,移动专家预测即使在“低-低”CA情况下,也可以采用阻抗匹配调谐和孔径调谐。

CA发展的下一步是调制解调器需要做出一些选择,决定调谐设置需要宽带匹配还是窄带匹配。
值得注意的是,载波聚合可以包括多个授权频带,也可以包括LAA,3.5GHz宽带无线服务和其他频带。当许可和非许可频带的不断组合时,CA算法可能会变得相当复杂。

接下来会如何发展呢?
行业模式已经开始改变。十年前,手机OEM在认识用户所做的某些天线选择方面的性能较差,但他们不愿意每部手机花费2美元来解决这些问题。

如今,OEM手机厂商已经主动选择使用调谐来解决问题。解决方案已经被简化和“系统化”,成本远低于从前。新的手机使用分集和调谐的组合,日常使用时可以提高4dB,在某些情况下甚至可以提高10dB。

图3:系统闭环设计也可适应于改善宽带性能

图3:系统闭环设计也可适应于改善宽带性能

如果拍卖使得600MHz的频谱用于移动通信,我们预计天线性能的问题会变得更加严峻。同样长的天线,工作在较低频率时,因为工作波长长了,天线的电尺寸就变小了。这会导致天线效率较差,迫使系统工程师使用更窄的谐振天线来减少电损耗。由于600MHz频带进入市场需要与700MHz或850MHz频带载波聚合,因此我们需要使用更复杂“系统化”调谐器,能够在动态环境下针对多个频带进行优化。

关键在于将天线视为一个系统,而不是一个组件。手机OEM厂商正在处理数十个频带,其产品旨在将无数的频率组合。找到更加智能的天线调谐是一个复杂的问题。

实施高级闭环天线算法的调制解调器供应商将能够从给手机带来更多的性能。这虽然不是一个技术细节,但能够带来一个主要的影响:闭环调谐可以有效地使手机的性能加倍。这对于任何手机用户来说,都将带来更长的电池寿命和更高的数据速度。

Joe Madden是Mobile Experts LLC的首席分析师。Madden为我们的预测提供业务分析,以及从事半导体领域研究。

他在移动通信领域工作超过了26年,在这段时间里,他准确预测了数字预失真,远程无线电头端,小小区网络和移动IT市场的兴起。他通过移动和有线电视运营商以及硬件供应商验证想法,将业务模式与技术之间相匹配。尽管开始他在Stanford学习经济学,后来拥有UCLA的物理学学位。

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