仪表放大器(IA)是检测应用的主力。本文将探讨一些利用仪表放大器的平衡和出色直流/低频共模抑制(CMR)特性的方法,使得仪表放大器配合阻性传感器(例如应变计)使用,传感器与放大器在物理上分离。文中将提出一些提高此类增益级的抗噪性,同时降低其对电源变化和元件漂移的敏感性的方法。文章还会提供实测性能值和结果以展示精度范围,方便最终用户应用进行快速评估。

说到传感器,几乎没有什么能比得过惠斯登电桥(图1)。该电桥可产生差分电压,当物理参数变化时,差分电压会随之发生可预测的变化。差分电压还有抑制温度和时间漂移的附带好处。差分电压位于较大共模 (CM) 电压之上。使用仪表放大器来放大电桥提供的小信号。仪表放大器的优点在于,在电桥元件负载很少或没有负载的情况下,它可以检测差分电压并将CM抑制到传统运算放大器无法实现(因为要求外部电阻高度匹配)的程度。

“图1.
图1. 惠斯登电桥

物理测量所用的电子设备常常远离被测物理参数。例如,埋在卡车称重站路面下方或桥梁结构内的应变计测量,不太可能位于读取测量结果的电子设备旁边。当使用双线四分之一桥接应变计(例如某公司的SGT-1/350-TY43)时,传感器放在远离检测放大器的地方,如图2所示,产生的结果不令人满意,即便传感器引线使用屏蔽双绞线也无效。

“图2.
图2. 远程传感器设置受到环境噪声拾取的影响

问题在于,屏蔽双绞线不是对长电缆线路上的所有干扰都能抑制。在这种情况下,不能依靠仪器的良好平衡输入来消除CM影响。长电缆拾取的干扰对放大器正负输入的影响是不均衡的,而且输入包含CMR无法消除的不相关信号。因此,如图3所示,由于对CM噪声(看似如此)的响应不平衡,在电路输出端发现明显噪声并不奇怪。

“图3”
图3. 麻烦的放大器输出端120 Hz噪声(0.1 V/div,2 ms/div)

为了从CM(直流和干扰)中成功提取很小的电桥差分电压,一种解决方案是使用两对屏蔽或非屏蔽双绞线 (UTP)。这样,仪表放大器的两个输入实现均衡,受到的 CM 噪声影响相同,如图 4 所示。诸如 LT6370 之类的器件具有出色的低频 CMR (120 dB),能够可靠地抑制困扰 IA 输入的噪声。结果,即使在嘈杂的环境中,远距离输出波形也很干净。

“图4.
图4. 使用两根非屏蔽双绞线进行远程检测

有了 LT6370 的全部 CMR 功能,我们可以更进一步,通过减少一对接线来简化配置,仅留下一根 UTP。此概念如图 5 所示,其中 U2 的输入保持平衡以获得良好的 CMR。注意 UTP 引线看起来与 U2 相同,并有相同的对地阻抗(R2、R4)。

“图5.
图5. 用于远程检测的单根UTP

对于图 5 所示的元件值,流过传感器 RSENSOR 的电流约为 1 mA。使用 U 1的 RG1 值,该级以 G = 10 V/V 运行,输出电压为 RSENSOR 上电压的10倍放大副本,约为 3.5 V。U1 的主要任务是消除 UTP 长导线上存在的且仅响应传感器电压的干扰,传感器电压等于传感器电阻乘以流经其中的约1 mA电流。LT6370 出色的低失调电压和漂移,以及优异的CMR特性,使其成为显而易见的选择。

惠斯登电桥的另一半由 R5、R6 和 VR1 组成,其电流与电桥的传感器部分几乎相同。U1 输出端的传感器电压和VR1游标处的基准电压均经过低通滤波后达到 U2 的差分输入端,以消除干扰噪声。U2 设置为高增益(G = 1 + 24.2 kΩ/RG2 = 100 V/V),以放大正输入端上的非常小的传感器电压,而负输入端上是固定的低噪声基准电压,自基准电压源 LT6657-5 产生。U1输出精确代表实测的施加于传感器(其附着于目标元件或材料)的应变,以驱动 ADC 或其他类似的信号处理。

可选 DAC 和 OPA(U4、U5)连接到 U 2的 REF 引脚(如果不需要偏移调整,可以将其接地),可用于提供输出偏移调整和调零。使用 DAC 可以将U2 输出电压移动到适合所选 ADC 的基准或 CM 电平。例如,基准电压为 5V 的 ADC 可以直接从U2驱动,使用 DAC 驱动 U2REF 输入,将其零输出设置为 2.5V。这样,0 V 至 2.5 V ADC 模拟输入代表压缩应变,2.5 V 至 5 V 信号代表拉伸应变。需要注意的是,驱动 U2 REF 引脚的器件(本例中为 AD820)应保持低阻抗,以消除任何可能的增益误差。

以下是输出电压与传感器电阻的关系以及输出电压与被测量应变(ε)的关系的表达式:

“”

其中,ΔRSENSOR为应变引起的传感器电阻的变化

“”

“”

“”

“”

其中:
L 指传感器长度
ε 指被测应变量

对于所选的传感器:
Rsensor = 350 Ω
GF= 2
产生的应变(ε)为:

“”

LT6370 的超低增益误差(G = 10 V/V时小于0.084%)和低输入失调电压(全温度范围内最大值小于50 μV),保证U2获得传感器电压的真实副本,减去UTP拾取的干扰,与 U2 反相输入端产生的基准电压进行比较。LT6657-5 产生稳定、低噪声、低漂移的基准电压,使整个电路不受电源电压变化的影响。特别重要的是,LT6657-5 的 1/f 噪声很低,这点意义重大,因为电路的增益很大。

U2 每个输入端的简单RC低通滤波器(R9、C2和R10、C3)的滚降频率设置为约 10 Hz,输出噪声可以通过限制带宽来降低。

如图 6 所示,LT6370 的 1/f 噪声转折频率很低(<10 Hz),1/f 噪声的影响很小,这是一个优势。此外,电流噪声密度图显示,利用输入端噪声的相关分量,保持两个输入阻抗平衡以使电流噪声影响最低要好得多。因此,由于 VR1 的游标具有等效阻抗,R10 的值降至 3.74 kΩ,以与 4.75 kΩ 的 R9阻抗匹配。

“图6.
图6. LT6370输入基准电流/电压噪声密度

电桥传感器远离信号处理放大器,需要仪表放大器来提取干净的实测差分电压。LT6370 仪表放大器的特性使其能够成功处理远程传感器通过长电缆传来的信号。LT6370 制造工艺在生产测试期间调用片内加热器来保证温度漂移值,进一步增强了 LT6370 对远程监控应用的适应性,并延长了其在难以维修的设备中的使用寿命和产品寿命。

本文转载自:亚德诺半导体
声明:本文为转载文章,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有,如涉及侵权,请联系小编邮箱:cathy@eetrend.com 进行处理。

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围观 7

摘要

仪表放大器(IA)是检测应用的主力。本文将探讨一些利用仪表放大器的平衡和出色直流/低频共模抑制(CMR)特性的方法,使得仪表放大器配合阻性传感器(例如应变计)使用,传感器与放大器在物理上分离。本文将提出一些提高此类增益级的抗噪性,同时降低其对电源变化和元件漂移的敏感性的方法。文章还会提供实测性能值和结果以展示精度范围,方便最终用户应用进行快速评估。

详细说明

说到传感器,几乎没有什么能比得过惠斯登电桥(图1)。该电桥可产生差分电压,当物理参数变化时,差分电压会随之发生可预测的变化。差分电压还有抑制温度和时间漂移的附带好处。差分电压位于较大共模(CM)电压之上。使用仪表放大器来放大电桥提供的小信号。仪表放大器的优点在于,在电桥元件负载很少或没有负载的情况下,它可以检测差分电压并将CM抑制到传统运算放大器无法实现(因为要求外部电阻高度匹配)的程度。

“图1.
图1. 惠斯登电桥

物理测量所用的电子设备常常远离被测物理参数。例如,埋在卡车称重站路面下方或桥梁结构内的应变计测量,不太可能位于读取测量结果的电子设备旁边。当使用双线四分之一桥接应变计(例如Omega公司的SGT-1/350-TY43)时,传感器放在远离检测放大器的地方,如图2所示,产生的结果不令人满意,即便传感器引线使用屏蔽双绞线也无效。

“图2.
图2. 远程传感器设置受到环境噪声拾取的影响

问题在于,屏蔽双绞线不是对长电缆线路上的所有干扰都能抑制。在这种情况下,不能依靠仪器的良好平衡输入来消除CM影响。长电缆拾取的干扰对放大器正负输入的影响是不均衡的,而且输入包含CMR无法消除的不相关信号。因此,如图3所示,由于对CM噪声(看似如此)的响应不平衡,在电路输出端发现明显噪声并不奇怪。

“图3.
图3. 麻烦的放大器输出端120 Hz噪声(0.1 V/div,2 ms/div)

为了从CM(直流和干扰)中成功提取很小的电桥差分电压,一种解决方案是使用两对屏蔽或非屏蔽双绞线(UTP)。这样,仪表放大器的两个输入实现均衡,受到的CM噪声影响相同,如图4所示。诸如LT6370之类的器件具有出色的低频CMR (120 dB),能够可靠地抑制困扰IA输入的噪声。结果,即使在嘈杂的环境中,远距离输出波形也很干净。

“图4.
图4. 使用两根非屏蔽双绞线进行远程检测

有了LT6370的全部CMR功能,我们可以更进一步,通过减少一对接线来简化配置,仅留下一根UTP。此概念如图5所示,其中U2的输入保持平衡以获得良好的CMR。注意UTP引线看起来与U2相同,并有相同的对地阻抗(R2、R4)。

“图5.
图5. 用于远程检测的单根UTP

对于图5所示的元件值,流过传感器RSENSOR的电流约为1 mA。使用U1的RG1值,该级以G = 10 V/V运行,输出电压为RSENSOR上电压的10倍放大副本,约为3.5 V。U1的主要任务是消除UTP长导线上存在的且仅响应传感器电压的干扰,传感器电压等于传感器电阻乘以流经其中的约1 mA电流。LT6370出色的低失调电压和漂移,以及优异的CMR特性,使其成为显而易见的选择。

惠斯登电桥的另一半由R5、R6和VR1组成,其电流与电桥的传感器部分几乎相同。U1输出端的传感器电压和VR1游标处的基准电压均经过低通滤波后达到U2的差分输入端,以消除干扰噪声。U2设置为高增益(G = 1 + 24.2 kΩ/RG2 = 100 V/V),以放大正输入端上的非常小的传感器电压,而负输入端上是固定的低噪声基准电压,自基准电压源 LT6657-5 产生。U1输出精确代表实测的施加于传感器(其附着于目标元件或材料)的应变,以驱动ADC或其他类似的信号处理。

可选DAC和OPA(U4、U5)连接到U2的REF引脚(如果不需要偏移调整,可以将其接地),可用于提供输出偏移调整和调零。使用DAC可以将U2输出电压移动到适合所选ADC的基准或CM电平。例如,基准电压为5V的ADC可以直接从U2驱动,使用DAC驱动U2REF输入,将其零输出设置为2.5V。这样,0 V至2.5 V ADC模拟输入代表压缩应变,2.5 V至5 V信号代表拉伸应变。需要注意的是,驱动U2 REF引脚的器件(本例中为AD820)应保持低阻抗,以消除任何可能的增益误差。

以下是输出电压与传感器电阻的关系以及输出电压与被测量应变(ε)的关系的表达式:

“”

其中,ΔRSENSOR为应变引起的传感器电阻的变化

“”

“”

“”

“”

其中:

L 指传感器长度

ε 指被测应变量

对于所选的传感器:

Rsensor = 350 Ω

GF= 2

产生的应变(ε)为:

“”

LT6370的超低增益误差(G = 10 V/V时小于0.084%)和低输入失调电压(全温度范围内最大值小于50 μV),保证U2获得传感器电压的真实副本,减去UTP拾取的干扰,与U2反相输入端产生的基准电压进行比较。LT6657-5产生稳定、低噪声、低漂移的基准电压,使整个电路不受电源电压变化的影响。特别重要的是,LT6657-5的1/f噪声很低,这点意义重大,因为电路的增益很大。

U2每个输入端的简单RC低通滤波器(R9、C2和R10、C3)的滚降频率设置为约10 Hz,输出噪声可以通过限制带宽来降低。如图6所示,LT6370的1/f噪声转折频率很低(<10 Hz),1/f噪声的影响很小,这是一个优势。此外,电流噪声密度图显示,利用输入端噪声的相关分量,保持两个输入阻抗平衡以使电流噪声影响最低要好得多。因此,由于VR1的游标具有等效阻抗,R10的值降至3.74 kΩ,以与4.75 kΩ的R9阻抗匹配。

“图6.
图6. LT6370输入基准电流/电压噪声密度

结语

电桥传感器远离信号处理放大器,需要仪表放大器来提取干净的实测差分电压。LT6370仪表放大器的特性使其能够成功处理远程传感器通过长电缆传来的信号。LT6370制造工艺在生产测试期间调用片内加热器来保证温度漂移值,进一步增强了LT6370对远程监控应用的适应性,并延长了其在难以维修的设备中的使用寿命和产品寿命。

作者

“Hooman
Hooman Hashemi

Hooman Hashemi 于2018年3月加入ADI公司,从事新产品表征和展示产品特性与用途的应用开发工作。Hooman此前曾在Texas Instruments工作了22年,担任应用工程师,专注于高速产品系列。他于1989年8月毕业于圣克拉拉大学,获电气工程硕士学位;1983年12月毕业于圣何塞州立大学,获电气工程学士学位。

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围观 20

我有一个仪表放大器,但我需要更宽的动态范围,而不是单一增益。我可以通过多路复用增益电阻来获得可编程增益吗?

为了实现高精度传感器测量动态范围的最大化,可能需要使用可编程增益仪表放大器(PGIA)。由于大多数仪表放大器使用外部增益电阻(RG)来设置增益,似乎通过一组多路复用增益电阻就可以实现所需的可编程增益。

虽然这是可能的,但在以这种方式将固态多路复用器施加于系统之前需要考虑三个主要问题:电源与信号电压的限制、开关电容和导通电阻。

“图1.
图1. AD8421 PGIA带有多路复用器

保持在信号电压范围内

固态CMOS开关需电源供电。源电压或漏极电压超过电源电压时,故障电流流过,会导致输出不正确。每个电阻RG引脚的电压通常处于二极管相应输入端的压降范围内;因此,该开关的信号电压范围须大于仪表放大器的输入范围。

考虑电容

该开关电容类似于将电容悬于其中一个RG引脚上,并保持另一个 RG引脚不变。足够大的电容可能导致峰化或不稳定,但更容易被忽视的问题是对共模抑制比的影响。在电路板布局中,接地层一般从RG引脚下方移除,因为小于1 pF的电容不平衡会大大降低 AC CMRR。开关电容可为几十pF,会导致较大误差。以具有完美 CMRR的仪表放大器为简单示例,不存在RG,仅在一个RG引脚上存在电容,由电容引起的CMRR的估算如下:

“”

例如,如果内部反馈电阻RF = 25 kΩ,CRG = 10 pF,则10 kHz时的 CMRR仅为36 dB。这表明需要使用低电容开关或平衡开关架构,如图2所示的SPST开关。

“图2.
图2. 采用ADG5412F四通道SPST和AD8421的平衡式PGIA

关于阻抗

最后,根据仪表放大器的增益公式,开关的导通电阻直接影响增益。如果导通电阻足够低,以至于仍能实现所需增益,这或许可行。然而,此开关的导通电阻随漏极电压发生变化(指定为RFLAT(ON))。开关电阻的变化使增益既依赖于共模电压,又会产生非线性效应。

例如,使用1 kΩ的RG和具有10 Ω RFLAT(ON)的开关,在共模范围内会引起1%的增益不确定性。一部分将转化为差分信号(即2 Ω 变化将会引起2000 ppm的非线性度)。这表明需要使用低导通电阻开关,与上述建议的低电容开关截然相反,因为大尺寸晶体管器件尺寸可实现低导通电阻,而小尺寸晶体管可实现低电容。

ADG5412F 故障保护四通道 SPST开关在许多情况下提供了很好的解决方案。这些故障保护开关的架构能够提供10 Ω的导通电阻,在整个信号范围内,导通电阻曲线非常平坦,并且关断电容仅为12 pF。

了解替代方案

如果这些电路仍不能满足设计要求,还可以采用其他方法来实现仪表放大器的可编程增益功能。强烈建议选择集成式PGIA(如果有合适的)。集成式PGIA旨在实现高性能、更小的尺寸,比分立解决方案的寄生效应更少,并且规格包含内部开关效应。AD8231、 AD8250/AD8251/AD8253以及LTC6915便是集成式PGIA很好的例子。此外,还有一些更高集成度的解决方案包含此功能,如AD7124-8 和ADAS3022。

结 论

仪表放大器是在芯片级尽可能保持平衡的高精度元件,以实现共模抑制。使用固态开关的确有可能构建可编程增益仪表放大器,但是这种方式也非常容易使仪表放大器失去其特有的平衡,同时降低电路精度。为了进行必要的取舍,需要考虑开关的非理想效应。平衡开关架构和现代开关(如ADG5412F)是优化这些设计的利器。建议使用集成式PGIA,因为它们已经在规格中考虑了开关效应。

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围观 11

作者:Microchip Technology Inc.模拟和接口产品部 首席产品营销工程师

仪表放大器这一术语经常被误用,它指的是器件的应用,而非器件的架构。在过去,任何被认为精准(即,实现某种输入失调校正)的放大器都被视为“仪表放大器”,这是因为它被设计为用于测量系统。仪表放大器(即 INA)与运算放大器(运放)相关,因为二者基于相同的基本构件。但 INA 是专用器件,专为特殊功能设计,并非一个基本构件。就这一点而言,仪表放大器不是运放,因为它们的用途不同。

就用途而言,INA 与运放之间最显著的区别或许是前者缺少反馈回路。运放可配置为执行各种功能,包括反相增益、同相增益、电压跟随器、积分器、低通滤波器和高通滤波器等。在所有情况下,用户都会提供从运放的输出到输入的反馈回路,此反馈回路决定放大器电路的功能。这种灵活性使运放得以广泛用于各种应用。另一方面,INA 的反馈位于内部,因此没有到输入引脚的外部反馈。INA 的配置限制为 1 个或 2 个外部电阻,也可能限制为一个可编程寄存器,用于设置放大器的增益。

INA 专为差分增益和共模抑制功能而设计和使用。仪表放大器将放大反相输入和同相输入间的差值,同时抑制这两个输入的任何共用信号,从而使 INA 的输出上不存在任何共模成分。增益(反相或同相)配置的运放将以设定的闭环增益来放大输入信号,但输出上将一直存在共模信号。所关注信号与共模信号间的增益差会导致共模成分(以差分信号的百分比表示)减少,但运放的输出上仍存在共模成分,这将限制输出的动态范围。如上所述,INA 用于在存在大量共模成分时提取小信号,但共模成分的形式可能多种多样。当使用采用惠斯通电桥配置(我们将稍后探讨)的传感器时,存在由两个输入共用的较大直流电压。但是,干扰信号可具有多种形式;一个常见来源是来自电源线的 50 Hz或 60 Hz 干扰,更不用说谐波了。这种时变误差源通常还会随频率发生明显波动,从而使得在仪表放大器的输出端进行补偿变得极其困难。由于存在这些变化,因此不仅要在直流下,还要在各种频率下实现共模抑制。

差分放大器

人们的第一个问题可能是:“是否可通过简单的运放构建仪表放大器?”我可以马上回答你:“是的,可以”。但始终要做出权衡!人们首先想到的可能是简单的差分放大器电路(图 1),有时称为减法器。

图 1:差分放大器电路

图 1:差分放大器电路

这是一个非常简单的电路,可以提供差分增益并具有一定的共模抑制能力,这正是 INA的本意所在。对于上文提到的权衡,此电路中有两处。首先,我们来看一下输入阻抗。输入阻抗由电阻的值决定,其相对较低,大小约为 100 kΩ。其次,输入阻抗不匹配,这意味着流经每个管脚的电流不同,从而导致共模抑制能力受到影响。这一简单电路的另一个缺点是需要电阻匹配。此电路的共模抑制比主要由电阻对内部的匹配程度决定,而非由运放本身决定。只要这些电阻对存在任何不匹配,都会降低共模抑制比。此差分放大器的共模抑制比可按如下公式计算:

如本例所示,可通过该简单电路实现的性能极为有限。即使在手动进行电阻匹配时,也很难实现 66 dB 以上的共模抑制比。此外,这并未考虑因温度所致的波动,不同电阻在温度系数上的任何差异都将进一步增大不匹配率,从而导致更差的共模抑制比。考虑到所有这些因素和限制,单片差分放大器通常是性能相对较高的应用的最佳解决方案。从技术上说,之前讨论的差分放大器电路不是仪表放大器,但对于某些需要高速和/或高共模电压的应用十分有用。对于高精度应用而言,真正的仪表放大器通常才是最佳选择。可利用两种常见的电路来构建仪表放大器,一种电路基于两个放大器,另一种基于三个放大器。下面将详细讨论这两种电路。请注意,这些基本电路可利用标准运放来构建,但也是当今提供的许多单片仪表放大器中使用的基本电路概念。

双运放 INA

图 2:双运放仪表放大器电路

图 2:双运放仪表放大器电路

图 2 给出了基于两个放大器的常见仪表放大器电路。在该电路中,总体增益通过一个标注为“RG”的电阻来设置,如此可得:

之前讨论的差分放大器电路的限制之一是较低的输入阻抗。从图 2 中可以看出,双运放INA 电路不存在此问题,因为两个差分输入信号直接馈入放大器的输入引脚,其阻抗通常为几百万欧姆。但是,由于输入信号路径不同,各差分输入信号的延时也不同,这就导致不同频率时的共模抑制比(仪表放大器的关键参数)较差。与差分放大器电路类似,直流下的共模抑制比同样受电阻匹配率限制。

相对于分立式解决方案,基于这种双运放架构的单片 INA 从本质上来说将具有更好的电阻匹配和温度跟踪性能,因为基于硅的电阻可通过微调来提供大约 0.01%的匹配率。但双运放 INA 架构仍有一些明确的限制,不改变电路架构的情况下无法克服这些限制。

三运放 INA

第二个常见的 INA 电路基于三个运算放大器,如图 3 所示。可以发现,此电路的后半部分与之前讨论的差分放大器完全相同。在电路的前端添加两个运算放大器缓冲器可提供较高且匹配良好的阻抗源。这有助于缓解与简单差分电路有关的主要问题之一。末端的差分放大器可以抑制共模成分。

图 3:传统的三运放仪表电路

图 3:传统的三运放仪表电路

在该配置中,电路的增益通过标注为 RG 的电阻的值来设置。现在看一下输入级,输入级包含两个运算放大器,无论前两个放大器的差分增益(由 RG 设定)如何,所有共模信号均以单位增益为系数进行放大。因此,无论增益如何,此电路均可提供较宽的共模范围(受前两个放大器的裕量限制)。与之前讨论的双运放 INA 相比,这是一大优势。差分放大器随后会消除任何共模成分。与之前讨论过的架构类似,共模抑制性能取决于电阻匹配率,如下所示:

由于共模成分始终伴随单位增益这一事实,三运放仪表放大器的共模抑制比将随差分增益的大小成比例增大。

许多单片仪表放大器均基于这一电路概念。单片解决方案提供完美匹配的放大器,并且能够使用微调电阻,从而实现优秀的共模抑制性能和较高的增益精度。近年来,单片仪表放大器对这一基本架构进行了额外的改进。例如,电流模式拓扑无需高精度电阻匹配便可实现高共模抑制比。在任何情况下,使用运算放大器和分立式元件的分立式解决方案通常都会提高成本并降低性能。

INA 和运放的参数

如前文所述,运算放大器和仪表放大器是相关的,并且已阐明运放可用于构建 INA。由于这种相似性,有一些参数通用于运算放大器和仪表放大器。不过,由于 INA 的特定功能,也存在一些 INA 特有的参数。在测量应用中,运放和 INA 之间通用的两个重要参数是输入偏置电流和输入失调电压/失调电压漂移。

输入偏置电流是流入放大器输入、使输入晶体管偏置所需的电流量。此电流的数量级高至数 µA、低至数 pA,主要取决于放大器输入电路的架构。当高阻抗传感器与放大器的输入相连时,该参数极为重要。当偏置电流流经高阻抗时,阻抗两端会产生压降,从而导致电压误差。无论电路包含运算放大器还是仪表放大器,偏置电流均在电路的整个误差预算中起到关键作用。

运算放大器和仪表放大器通用的另一个重要放大器参数是输入失调电压。顾名思义,此参数反映了放大器反相输入和同相输入间的电压差。该失调电压取决于放大器的拓扑,其数量级为数微伏至数毫伏。与所有电气元件相似,放大器的行为随温度变化。对于放大器的失调电压更是如此。失调电压是误差的来源,由于失调随温度漂移,因此该误差也与温度相关。即使高精度放大器也将受温度漂移的影响。可通过选择低漂移放大器(例如,具有零漂移拓扑的放大器)或者通过执行周期性系统校准来校准失调和漂移的方式最大程度减少该误差源。

由于仪表放大器的特殊性质,存在一些在标准运算放大器数据手册中通常无法找到的附加参数,包括增益误差和非线性参数。增益误差通常指定为最大百分比,表示与特定放大器的理想增益的最大偏差。电阻网络中的电阻值变化和温度梯度均可导致增益误差。非线性参数还说明了放大器的增益特性。将输出与输入进行比较时,该参数用于定义与理想的直线传递函数的最大偏差。例如,如果仪表放大器的增益配置为 10,则 100 mV的直流输入应产生 1V 输出。如果输入高达 500 mV,则输出应为 5V。这两点表示放大器的直线输入与输出传递函数。与该直线传递函数的任何偏差都将通过非线性参数指出。

应用示例:惠斯通电桥

如前文所述,仪表放大器旨在提供差分增益及有效抑制共模信号。这些特性使得 INA 非常适合采用经典惠斯通电桥配置的传感器(例如应变仪)。应变仪应用的惠斯通电桥包含四个元件,这些元件呈菱形排列,菱形的每条边均包含一个阻性元件(应变仪或固定电阻)。随后会在电桥上施加一个激励电压,并测量电桥中间部分两侧的输出电压。四分之一电桥仅包含一个可变电阻元件,即应变仪。半桥有两个可变电阻元件,全桥有全部四个可变电阻元件(这种情况下为应变仪)。采用多个应变仪的优势是能够提高灵敏度。在其他所有条件一样的情况下,半桥配置的灵敏度将为四分之一电桥的两倍,而全桥的灵敏度为四分之一电桥的四倍。

图 4:使用惠斯通电桥的仪表放大器

图 4:使用惠斯通电桥的仪表放大器

在本示例中,惠斯通电桥由直流源激励。假设 VDD 设置为 5V,这会在电桥的中心分接处产生约 2.5V 的直流共模电压。施加到应变仪上的力将导致其各自的电阻发生变化,从而使中心分接处产生较小的电压差。与共模电压相比,该电压变化非常小,通常为10 mV 左右,因此需要对这一微小电压差进行放大。仪表放大器非常适合此任务,其不但能够提供所需的放大系数,还能够抑制相对较高的共模信号(以及两个输入信号共用的任何附加噪声)。请记住,配置为简单应变仪的运算放大器仍会将共模信号(单位增益)传递至输出,从而缩小输出信号的动态范围。

结论

在系统设计领域,“仪表”这一术语可表示多种含义。在过去,此术语一直用于描述应用,通常是正被测量或记录的物理现象。因此,适合在此类应用中使用的任何运算放大器都称为“仪表放大器”。令人困惑的事实是,实际的仪表放大器可利用运算放大器来构建。

实际上,运算放大器和仪表放大器是完全不同的器件,二者用于执行不同的功能。可将仪表放大器看作专用放大器,它专用于差分增益和共模抑制功能。正如在本文中所见,可以构建实现传统运算放大器的电路来执行上述相同的功能。但是,在大多数情况下,单片仪表放大器将提供高很多的性能和可靠性。

围观 21