高功率密度快充及PD适配器电源结构(2):输出反灌电流ZVS软开关反激变换器

1、前言

反激变换器是一种常用的电源结构,广泛应用于中小功率的快充及电源适配器。高功率密度的ZVS软开关反激变换器除了有源箝位反激变换器,还有另一种结构,其利用输出反灌电流,实现初级主功率MOSFET零电压开通,电路的结构如图1所示,和传统的采用同步整流的反激变换器完全相同,只是控制的方式不一样,工作的原理分析如下。

“图1:输出反灌电流零电压软开关反激变换器”
图1:输出反灌电流零电压软开关反激变换器

“图2:输出反灌电流零电压软开关反激变换器波形”
图2:输出反灌电流零电压软开关反激变换器波形

2、工作原理

每个开关周期根据其工作状态可以分为8个工作模式,各个工作模式的状态及等效电路图分别讨论如下,其中,模式1-5和传统的反激变化器工原理相同。

Lm:变压器初级激磁电感
Lr:变压器初级漏感
Lp:变压器初级总电感,Lp=Lm+Lr
n:变压器T初级和次级的匝比,n=Np/Ns

Q1:主功率开关管,DQ1、CQ1为Q1寄生体二极管和寄生输出电压
Qs:次级同步整流管
Dc:箝位吸收电路二极管

Cc:箝位吸收电路电容
Cr:CQ1、Dc以及其它杂散谐振电容Ct总和,Cr=CQ1+CDc+Ct
Cc1:Cc1=Cc+CQ1+Ct

Vsw:Q1的D、S两端电压
Vin:输入直流电压
Vo:输出直流电压
Vc:箝位电容电压

模式1:t0-t1

Q1开通,Qs保持关断状态。变压器初级电感Lp在输入电压的作用下正向激磁,其电流随时间线性上升:Lp•diLp/dt=Vin。

“图3:模式1(Q1开通,Qs关断)”
图3:模式1(Q1开通,Qs关断)

模式2:t1-t2

在t1时刻,Q1关断,Qs保持关断状态。Q1关断后,Lp和Cr谐振,Vsw的电压谐振上升。

“图4:模式2(Q1关断,Qs关断)”
图4:模式2(Q1关断,Qs关断)

模式3:t2-t3

在t2时刻,Vsw的电压上升到Vin+Vc时,Dc自然导通,Q1、Qs保持关断状态。Dc导通后,Vc和Vsw的电压继续谐振上升。

“图5:模式3(Dc导通,Q1关断,Qs关断)”
图5:模式3(Dc导通,Q1关断,Qs关断)

模式4:t3-t4

在t3时刻,VLm电压谐振上升到n•Vo时,Qs导通,Q1保持关断状态。Qs导通后(Qs的寄生体二极管先导通,然后Qs导通后),Lm两端电压箝位在n•Vo,Lm储存能量通过次级绕组向输出负载传送,其电流线性下降。

Lr和Cc1谐振,Lr的电流同时对Cc、CQ1充电,Vsw、Vc的电压继续谐振上升;同时,Lr的电流谐振下降,将其储存的能量转化到Cc、CQ1中。相对于Cc值,CQ1的电容值较小,因此,漏感Lr的能量主要由Cc吸收。

“图6:模式4(Dc导通,Qs导通,Q1关断)”
图6:模式4(Dc导通,Qs导通,Q1关断)

模式5:t4-t5

在t4时刻,Lr的电流谐振下降到0,Dc自然关断,Qs保持导通状态,Q1保持关断状态。Dc关断后,Vsw电压谐振下降到Vin+n•Vo,Lm继续向输出负载释放能量,电流保持线性下降。

“图7:模式5(Qs导通,Q1关断,Dc关断)”
图7:模式5(Qs导通,Q1关断,Dc关断)

模式6:t5-t6

在t5时刻,Lm的电流下降到0,Qs保持导通状态,Dc和Q1保持关断状态。Lm的电流下降到0后,次级绕组的电流也下降到0,由于Qs保持导通,输出电压对次级绕组反向激磁,也就是形成输出反灌电流。初级绕组在箝位电路的作用下外于反向偏置,次级反向激磁的能量无法向初级转送,因此能量储存在次级绕组的电感中。

“图8:模式6(Qs导通,Q1关断,Dc关断)”
图8:模式6(Qs导通,Q1关断,Dc关断)

模式7:t6-t7

在t6时刻,关断Qs,Dc和Q1保持关断状态。Qs关断后,次级绕组储存的能量转移到初级绕组中,向输入回路释放能量,将能量回馈到输入电源,Lp和Cr谐振,此时Q1的寄生电容放电,Vsw的电压下降。

“图9:模式7(Qs关断,Q1关断,Dc关断)”
图9:模式7(Qs关断,Q1关断,Dc关断)

模式8:t7-t0

在t7时刻,Vsw的电压下降到0,Q1的寄生体二极管导通,将Vsw的电压箝位到0,Qs和Dc保持关断状态。Lp的反向负电流在输入电压的作用下继续下降,也就是继续向输入电源回馈能量,直到其电流过0后,在输入电压的作用下正向激磁,Lm的电流从0开始,随时间线性上升,进入下一个开关周期。

“图10:模式8(D1关断,Qs关断,Dc关断)”
图10:模式8(D1关断,Qs关断,Dc关断)

在此过程中任一时刻开通Q1,Vsw的电压为0,因此Q1的开通就是零电压开通ZVS。

“图11:Q1零电压ZVS开通”
图11:Q1零电压ZVS开通

3、说明

(1)这种结构保留着无源RCD吸收电路,和有源箝位反激变换器相比,效率稍低,但是其电路结构简单,成本低,更适命较低功率的应用。这种结构的变换器工作于非连续模式DCM,因此每个周期初级激磁电感的电流要到0。

(2)主功率MOSFET管只有在其寄生电容的电压放电到0、体二极管导通后,再开通,才能现零电压软开关ZVS工作,这也是所有零电压ZVS软开关工作的特性。

(3)由于变压器的匝比关系,以及次级绕组电感较小,实现主功率MOSFET管零电压软开关ZVS工作的输出反灌电流的大小不容易精确控制,输出反灌电流太小,不能实现其零电压的开通;反灌电流太大,产生较大的损耗。

(4)输出反灌电流的能量并没有传输到输出,它只是为了实现Q1的零电压关断,因此,在初级和次级之间来回往复形成环流。环流在变压器的绕组和磁芯中产生额外的铜损、铁(磁)损,同时在回路电阻产生导通损耗,影响系统的效率。反灌电流过大,效率会降低。

(5)初级主功率MOSFET和次级同步整流功率MOSFET的驱动信号的时序在各种条件下必须精度控制,否则会产生初级和次级的短路直通,导致系统损坏。

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