【详解】开关电源电路选择,方案选择指南(二)

12、拓扑选择

现在从拓扑一般性讨论到特定拓扑,假定你熟悉Buck类变换器,如图5所示。用它代替这一类拓扑,集中在每种拓扑实际的困难,并围绕这些困难解决的可能性。集中在能预先选择最好拓扑,使你不至于花费很多时间设计和调试。

a、Buck变换器

“图5:Buck变换器
图5:Buck变换器

限制

如一般考虑指出的,还要给Buck拓扑预先增加有许多限制

1、虽然一个Buck变换器概念上很清楚没有变压器,只有一个电感,这意味着不可能具有输入与输出隔离。

2、Buck仅能降低输入电压,如果输入小于要求的输出,变换器不能工作。

3、Buck仅有一个输出。如果你要由5V变为3.3V,这是好的。但除非愿意加第二个后继调节器,像线性稳压器,你可以看到在许多多路输出时这样应用的。

4、虽然Buck可以工作在连续和断续,但输入电流总是断续的。这意味着在晶体管截止的部分开关周期输入电流下降到零。这使得输入EMI滤波比其它拓扑需要的大。

栅极驱动困难

Buck的驱动十分麻烦。麻烦在于导通一个N-沟道MOSFET,栅极电压至少要5V,或许大于输入电压10V(逻辑电路输出分别为1V和5V)。但是你如何产生一个电压高于输入呢?这个问题最容易的方法应用P-沟道MOSFET,它正好能被栅极到地的信号驱动导通。遗憾的是P沟道MOSFET通常导通电阻RDS比N沟道大,而且价格贵。此外输入电压必须小于20V,以避免击穿栅极,应用场合受到限制。实际这样采用P沟道MOSFET:用一个下拉电阻,你通常得不到有效导通栅极的足够的开关速度,最终你再实验室折腾了几天之后还是采用N沟道MOSFET。

除了很低输入电压变换器,Buck变换器总是采用N沟道MOSFET。

“图6:用耦合变压器驱动
图6:用耦合变压器驱动Buck变换器

“图7:驱动Buck变换器用浮动电源”
图7:驱动Buck变换器用浮动电源

驱动栅极普遍的方法是用一个栅极驱动隔离变压器将栅极与驱动隔离开来(图6)

隔离变压器输入端的电容避免当输入边高电平时的直流分量。次级电容和二极管恢复电压单向性-否则在初级12V输入,在次级成了±6V驱动。栅极电阻总是必须的(参看以后的讨论),而栅-源电阻是放电通路:如果栅极由于某种原因停止开关,栅极最终截止。

实际应用:选择栅极驱动的两个电容至少大于栅极电容-记住此电容构成一个带有电容的驱动器,因此你可以得到90%的驱动电压。

虽然此驱动电路相当便宜且工作得很好,它限制最大占空度,因为变压器需要复位时间。

用一个独立的电源,例如用推挽变换器产生一个相对于MOSFET源极的直流电压,允许极快驱动栅极(图7)。如果推挽变换器的电源是稳压的,它不需要闭环,固定占空度即可。你可以用一个驱动IC芯片,实现快速驱动MOSFET。但此电路还有些贵(你可以用一个555定时器形成50%占空度)。

你还需要一个信号浮动系统控制栅极。信号传输不应当有较大传输延迟,不要用像4N48这样慢速光耦。为避免另外的变压器,即使很高输入电压光耦HCPL2601系列有很好的传输特性,因为它具有优良的dV/dt定额。

b、反激变换器

“图8:非隔离反激(Boost)变换器”
图8:非隔离反激(Boost)变换器

“图9:隔离的反激变换器”
图9:隔离的反激变换器

类型

凡是在开关管截止时间向负载输出能量的统称为反激变换器。有两类反激变换器-不隔离(图8)和隔离(图9)反激变换器。为了避免名称上的混淆,我们来说明其工作原理。

我们以一定占空度导通反激变换器的开关,当开关导通时,输入电压加在电感上,使得电流斜坡上升,在电感中存储能量。当开关断开时,电感电流流经二极管并向输出电容以及负载供电。

隔离的反激工作原理基本相似。在开关导通时间,能量存储在变压器的初级电感中。注意同名端‘●’端,我们看到当开关截止时,漏极电压上升到输入电压,引起次级对地电压上升,这迫使二极管导通,提供输出电流到负载和电容充电。

非隔离反激-Boost或Buck/Boost-只有一个输出(没有方法使它多于一个),输出与输入不隔离。并且Boost输出不能低于输入电压-即使您完全关断开关管,输出等于输入电压(减去二极管压降)。而Buck/Boost仅可输出负压(图10)。换句话说,反激仅可作为一个单线圈电感处理。

“图10:用Buck/Boost将正压变换为负电
图10:用Buck/Boost将正压变换为负电压

如果变压器有多个次级线圈,隔离反激可有多个输出。而且所有输出之间以及初级相互隔离的。而且,只要调节初级与 各次级匝比,输出可以做成任意大小,变压器是一个多线圈磁元件。

连续和断续

两类反激变换器都可以工作在电流连续和断续。尽管一般反激能够没有死负载下空载运行。(在空载时,开关一直关断,直到电容自放电降低电压时才导通,给出一个单脉冲,所 谓‘脉冲跳跃’模式)。对于空载模式,变换器工作在断续模式,如前所说,最好不改变模式,否则闭环稳定困难。大多数小功率,要求快速相应的反激变换器工作在断续模式。

电容限制

当反激晶体管截止时,存储在初级电感中的能量从次级线圈释放出来。因为次级没有滤波电感,全部峰值电流直接流入电容。在较高功率水平时,很难找到足够处理这个纹波电流定额的电容。应当记住:你必须计算电容是否能处理的有效值电流。作为例子,如果是5V输出电压,10A(这大约是反激的最大电流,看下面),在此功率水平下,占空度是0.5。变压器在周期一半的期间要传输整个周期50W功率(因为占空度是0.50)。所以在二极管导通时间传输的电流加倍(连续),次级有效值电流为

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这样极高的电流需要许多铝或鉭电容并联,除非运用昂贵的多层叠层电容。反激变换器输出故障主要是由于电容失效引起的。

功率限制

反激变换器通常可以输出最大功率在低输入电压时大约在50W左右(有时或许有人告诉你他能制造出500W反激变换器,但是他从不告诉你在生产线上做出来)。在任何情况下,功率输出反比于电感量,要得到大输出功率需要较小的电感量(在磁元件中讨论)。此时你在合理的频率得到高达50W输出,电感是很小(数值上几乎和杂散电感同数量级);这几乎不可能设计出如意的产品。例如磁芯销售商导线稍微变化,将引起电感变化足以使你得不到最大功率输出。

低电压输入,限制反激设计少于50W;而高电压输入大些。

输出数量的实际限制

当然,对于所有变换器,多组线圈绕制困难。但是,对于一个隔离的反激变换器此困难是至关重要的。每个输出的电压调节与每个线圈的漏感有关,因为漏感减少了传输到输出的电压。所以要得到很好的输出公差,漏感要小到可以忽略(几乎不可能,因为有气隙),或每个单元相同,使他们可以补偿掉。如果你想绕多线圈来控制所有线圈的漏感几乎是不可能的。按照设计者话说,反激变换器“反激比正激变换器便宜,因为它不需要电感”。不幸的是在生产以后,销售商的线圈离开磁元件公司,同时从此以后没有人能绕这种能使电路正常工作的变压器。

如果你需要3~4个输出,请不要采用反激变换器拓扑。采用正激变换器总规要便宜些。

c、升压和降压

“图11:非隔离的
图11:非隔离的Buck/Boost变换器

图10虽然输出可以大于或小于输入电压,但输出是负压。图11所示电路是一个降压-升压电路输出是正压。是升还是将取决于输出电压高于还是低于输入电压,它们之间的转换时自动区分成的,没有间隔。

在Buck-Boost变换器中,两个开关同时导通,并同时关断。现在考虑第一种情况,输入电压高于输出电压。上部晶体管作为Buck开关(参看图5),阳极接地二极管作为续流二极管。因为下部晶体管与上部晶体管同时导通,整个输入电压加在电感上,电流斜坡上升。当两个开关截止时,阳极接地二极管导通,另一个二极管正激导通。作为Buck变换器。

第二种情况假定输入电压低于输出电压。接地晶体管现在作为升压开关,第二个二极管作为反激整流器。再者,两个开关同时导通,当导通时全部输入电压加在电感上。按照前面说明:在两种情况下,不管Buck还是Boost,整个输入电压加在电感上。但这意味着对于两种模式相同的控制电路,而且变换器不在两种模式之间转换。所以,环路稳定性也是一目了然。

可见Buck–Boost综合了Buck和Boost变换器。作为Buck变换器,它没有输入-输出隔离,而且仅有一个输出。作为一个Boost,有一个最大实际输出功率。而且最终除非你用两个MOSFET代替两个(肖特基)二极管做成同步整流,否则效率比较低。但是要达到同步整流需要四个输出的驱动(或许一个全桥PWM IC)。还有工作在整个输入电压范围和控制这个拓扑的IC的出现使Buck-Boost拓扑可能有吸引力。

d、正激变换器

“图12:基本正激变换器
图12:基本正激变换器

正激变换器(图12)工作完全不同于电路相似的反激变换器。关键在于晶体管导通时,输入电压加在变压器初级,输出二极管正偏导通;而反激当晶体管截止时,二极管导通。因此能量不像反激那样存储在初级电感中。变压器是真正意义上的变压器。当晶体管截止时,仅存储在变压器漏感和激磁电感能量。这将使得漏极电压高于输入电压,复位磁芯。

最小负载

正激变换器是那种需要一个最小负载的变换器。滤波电感需要足够大,以保证它的峰值纹波电流小于最小负载电流。否则将出现断续,输出电压上升,峰值检测。这意味着正激变换器不能工作在空载状态,因为不能具有无限大电感。

随直流偏置变化的电感,像Mpp磁芯是一个最好的选择。电感量随电流增加而减少。在最小负载时,你得到的电感较大,保持电流连续,而在最大负载时,你仍然具有足够的电感,而又不太大。你允许纹波电流随着负载电流增加而增加,以至于不必设计的电感体积大维持最大负载的全部电感。但是应当注意闭环的稳定性。因为变化的电感造成传递函数严重的非线性。

对付最小负载普通方法是加一个假负载永久接在输出端,作为变换器的一部分。因此,即使外负载为零,因为有一个维持最小功率的电阻,变换器可维持连续状态。当然这在外负载电流大于最小电流时消耗了一部分功率。

当实际负载增加时,可切断假负载。通常,导致振荡:假负载断开,引起变换器进入断续,又引起假负载接入;而变换器连续,引起假负载断开,如此等等。假负载引起效率降低与采用大电感成本比较是否合算?

激磁电感

不像反激变换器用初级电感存储能量,正激实际上是寄生激磁电感。当电流流过初级时,有能量存储在激磁电感中LmI2/2和漏感中。当晶体管关断时,此能量要有去处。最简单的方法,你把它引到RC网路,要么引到晶体管本身,让它击穿。习惯的做法在变压器上用一个附加线圈恢复能量。或用一个晶体管和电容构成有源箝位。不管如何恢复能量,这是令人讨厌的事,并降低了效率。最好的方法是尽量漏感和增加激磁电感。

但是,变压器设计时为尽量增加磁通密度摆幅,减少剩磁影响给磁芯加很小气隙,这是与增大激磁电感使矛盾的。应当在两者之间折衷。

总结

因为正激变压器不存储能量,它不存在反激功率水平限制问题。它也具有一个电感,与输出电容一起平滑电流。正激可直接构成500W或更大功率。该拓扑主要限制仍然是是否可买到达功率MOSFET。增加功率转化为增加电流,并最终MOSFET损耗太大。此时,采用更多MOSFET分担负载电流。高输入电压时可采用双端正激,还可以输出交错并联。

e、推挽(半桥,全桥)

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图13:电压型推挽变换器

“图14:电流型推挽变换器”
图14:电流型推挽变换器

推挽变换器拓扑如图13和图14所示。有两类推挽变换器:电流型和电压型。注意到它们之间的差别主要在于电流型输入需要一个额外的电感(有时很大),但是不要输出电感。而电压型输入没有大电感,输出必须有滤波电感。

推挽两只晶体管接地,而半桥不是。虽然上面提到有IC能驱动同步整流高端晶体管,但它们仍稍低于最大电源电压。因为推挽和半桥是两个晶体管,它们功率水平比单管高,常常意味着输入电压也高。驱动半桥要产生分离的浮动栅极驱动,这时而推挽肯定优越的。

电压型

电压型推挽变换器如图13所示。两个晶体管加在带有中心抽头的变压器上,它们相互相差180°交替导通。这并不意味着每次导通时间各占周期的50%,即两个晶体管具有相同的占空比。

如果图14中晶体管T1导通,T2关断。注意到变压器“●”这一端输入电压加在变压器半边,所以加在截止晶体管漏极上的电压为2×Ui。晶体管T1导通,则正电压加在二极管D1上而导通,二极管D2截止。另一个晶体管镜像工作,两晶体管导通时间相同。如果Ui在开关周期内是常数,加在变压器上伏秒总和为零,且磁芯对称于零变化。

这个变换器最大的问题是晶体管电压定额高,至少是输入最大电压Ui的两倍。如果由120V电网整流的输入供电,并电容滤波,峰值直流电压为170V,晶体管至少需要2×170V=340V。实际上,电网是非常“肮脏”的地方,因此至少需要500V以上的晶体管。高电压定额意味着导通电阻RDson高,所以损耗高于希望值。万一,浪涌电压高于200V,这将损坏晶体管。

另一个潜在问题是在两个晶体管转换应有一个时间-死区时间。否则两个晶体管由于关断延迟而造成同时导通,变压器将被短路,且电流将迅速增大,仅是漏感限制此电流-这通常造成晶体管失误。其次晶体管必须导通相同时间,否则变压器正负伏秒不平衡-磁偏移而饱和。实际中,采用电流控制型可避免伏秒不平衡而造成的饱和。

电流型

电流型推挽变换器可以避免电网电压十分敏感在电流型推挽中排除了。因为在输入电压和变压器之间有一个电感。现在当晶体管导通时,变压器电流由电感电流控制,如图14所示。这种安排偏移偏移两晶体管同时导通电感储能,一个晶体管导通输出能量。变压器类似互感器工作。

这个变换器的不足之处是增加了一个电感。因为此电感必须通过变换器电流,并提供足够的感抗,在开关周期像一个电流源,做得很大(费钱)降低了变换器功率水平。

变压器利用率

应当看到,上面讨论的拓扑(反激,正激和Buck/Boost)仅用了一半磁特性:磁通密度斜坡上升到最大值,再返回到零,决不会达到负值。推挽利用磁性好些,因为磁芯磁通密度在正负两个方向,这与单晶体管比较相同功率水平减少了磁芯尺寸。

f、谐振变换器和软开关变换器

软开关的另一个名称是准谐振变换器。

谐振和软开关变换器之间的差别

谐振变换器功率(电压或电流)波形式正弦的。这通过电感和电容谐振来完成的,电容通常是寄生参数。当电压或电流过零时开关,以保证几乎没有损耗的开关过渡。谐振变换器主要专利应用在高频变换器中,这里开关损耗胜过开关的导通损耗。但是因为开关过渡取决于谐振网络的频率,实际变换器开关频率是变化的,有时变化很大,与电网电压和负载有关。

为何你不必采用谐振变换器

谐振变换器存在着一些问题。这些问题中至少有一个是开关频率随负载变化。事实上,这些变换器一般最低工作频率发生在最大负载时,所以EMI滤波设计是最困难的也是低频最大电流负载。这样变换器,包括EMI设计工作在内,通过高频减少体积的优点丧失了。

另外,因为杂散电容作为谐振网络一部分,更严重的问题发生了。由于器件之间参数分散性,这些决策几乎不能工作。即使相同型号的器件由于来自不同的制造厂也存在差别。这些不同直接影响了工作频率,从而影响输出电容、EMI滤波等等。这些器件如增加外部电容并联,使得寄生电容的改变相对不重要。遗憾的是这种方法增加了谐振网络的周期,因此原先希望工作在高频的愿望破坏了。

为什么你应当采用软开关变换器?

“图
图15:准谐振软开关正激变换器

与谐振变换器相反,软开关变换器工作在固定频率,使得滤波要求非常明确。软开关谐振电容外接。因此装置与装置之间性能可以再现。图15示出了一个熟悉的标准的软开关正激变换器,波形如右。

开始,晶体管导通,漏极电压为零。当晶体管关断时,变压器初级电感与外加电容(与MOSFET源极-漏极电容并联,但外部电容设计的远大于MOSFET电容)形成振荡回路。在完成振铃半周期以后,磁芯复位。L和C值决定振铃频率,以及磁芯复位伏秒要求决定振铃电压多高。在半周期振铃完成以后,因为现在没有能量存储在变压器中,漏极电压保持在输入电压。在晶体管再次导通前,一直保持这种状态。

这种变换器与谐振变换器主要区别是仍然保持脉宽调制,晶体管以恒频开关。当然,电容和电感仍然要小心选择。如果它们太大,(半)周期将超过开关周期,且磁芯不能复位。如果他们太小,在一个很短的时间内得到磁芯复位的伏秒,漏极电压太高。虽然如此,在变换器能正常工作范围内,杂散元件可以较大范围变化。

可以开看到,当晶体管导通时,电容能量消耗在MOSFET中。如果电容足够小,这可能不太坏。例如,如果电容是100pF,输入电压是50V,开关频率是500kHz,仅由于电容引起的损耗为

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当然,尽管有时可以借用PWM芯片设计成同步整流,软开关变换器不足之处是明显缺乏控制它们的IC芯片。或许将来软开关控制IC成为普遍应用-那时,软开关将成为最好的选择。

g、复合变换器

“图16:用Buck-推挽复合达到大变比的变换器”
图16:用Buck-推挽复合达到大变比的变换器

任何两级(在理论上可以更多)变换器串联组成复合变换器。与两级级联变换器(例如PFC+DC/DC变换器)区别是整个两级串联变换器系统仅用一个控制回路。例如,复合变换器可能由前级Buck,由160V直流输入,后继推挽电路(图16所示)与之串连。Buck闭环产生近似固定电压(如50V),例如推挽以固定周期降压产生5V输出。闭环检测5V输出电压,用误差信号控制Buck占空度。虽然推挽工作在开环(因为它以固定占空度开关),但实际上推挽级等效为控制环路中的一个增益单元(在图13中增益为1/10,即-20dB。)

在两级电路中,两个变换器的有些元件可以分享,就是这个例子中Buck变换器的输出滤波电容也是推挽变换器的输入电容。可以想象,在有些电路中,电感可以分享。和谐振和软开关变换器一样,有大量变换器组合成复合变换器。不再一一列举。

何时采用复合变换器

从以上的例子可以看到,当你要大幅度降压或升压时,复合变换器是很有用的。如上所述,PWM 能得到的占空度以及你试图得到变压器变比有实际限制的。如果你需要电压变化超过可能的限制,复合变换器大大扩展了可用的变换范围。

当你需要十分大的变换比(输入与输出电压比),又要求输入输出隔离时,可以采用复合变换器。对于困难的设计是两条综合在一起,但是通过分离功能,你可以使他们很容易。例如,让前级变换器完成电压变换,而后级变换器完成隔离,或许用1:1变压器。因为第二级变换器总是工作在相同输入电压和相同输出电压,它的元件在这个状态最佳,且效率最高。的确,这种复合变换器比单级变换器更有效,因为避免了同时解决大变换比和隔离的变压器困难。

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