4.1、开关电源的辐射骚扰发生
图2是介绍在《开关电源的传导骚扰抑制问题》时用于说明电源中电磁骚扰产生与耦合途径的示意图。
在开关电源工作时，初级逆变回路中的开关管Q处在高频通断状态，经由高频变压器T初级线圈、开关管Q和输入滤波电容C8形成了一个高频电流环路。这个环路的存在，就可能对空间形成电磁辐射。
开关电源在工作时，次级整流回路的D5也处于高频通断状态。由高频变压器次级线圈、整流二极管D5和滤波电容C9构成了高频开关电流的环路。由于有这个环路的存在，同样也有可能对空间形成电磁辐射。
另外，初级回路中变压器漏感的存在会加剧初级开关管电压波形的变化，进而影响开关电源经由开关管散热器向外传递的共模电流的高频成份，加剧辐射的共模发射。
而次级整流回路整流二极管在截止瞬间非常剧烈的电流变化，会在次级整流回路（因变压器漏感和二极管结电容存在的回路）中产生高频衰减振荡，加剧了对外的差模辐射。
4.2、由“环天线”引起的电磁辐射
开关电源工作时，由于有初级逆变回路和次级整流回路两个电流发生瞬变的环路存在，这样，变化的电流必然会伴生一个变化的磁场。而变化的磁场又要产生一个电场。这种电场和磁场变化将会交替地产生，由近及远、互相垂直、以光速在空间内传播能量的形式，形成了开关电源电磁辐射的发射。
图3是由初级逆变回路和次级整流回路中的差模电流所产生的辐射矢量示意图。
其磁场强度H可近似用以下方程计算：
Hθ(θ)=（－πI/r）（A/λ2）sinθ
电场强度E可近似用以下方程计算：
Eφ(θ)=131.6×10-16（f2AI）（1/r）sinθ
式中：Hθ是磁场强度，单位A/m
Eφ是电场强度，单位V/m；
I是环中的电流，单位A；
A是环路的面积，单位m2；
r是计算点与环中心的距离，单位m；
f是频率，单位Hz；
λ是频率所对应的波长；
θ计算点与环中心垂直轴的夹角。
以上各式适用于自由空间的小型天线，且天线周围没有任何反射物体。
在电场强度E的计算公式中，第一项是自由空间的传输特性；第二项是辐射源的特性；第三项是辐射源向远处传输时的电场衰减特性；最后一项是以辐射环平面中心垂直轴为参考，与测量天线方向的夹角。
由于大多数电子设备的辐射测量都不是在自由空间里进行，而是在地面开阔场上进行测量，地面的反射会使辐射发射的测量值增大，最大可达1倍。
考虑了地面反射的影响，则电场强度的最大发射表达式可改写为：
Eφ(θ)=263×10-16（f2AI）（1/r）
此式可用于估算差模发射的水平。
利用此式还可以知道，若想减小环路天线的向外辐射，应该从减小电流、减小环路面积和降低工作频率入手。
4.3、通过减小环路面积来减小开关电源的辐射噪声
在上述对辐射有影响的三个参数中，I和f涉及基本电路的设计，不能轻易改变。所以唯一能有效抑制辐射，而且能为设计人员自如掌控的也只有减小环路面积A这一参数了。对照图2，尽可能地减小环路面积是减小辐射噪声的重要途径，为此，要求开关电源的印刷线路板的布局和布线中，元器件的排列彼此要紧密，布线中的电流线和它的回线要彼此靠近。在初级回路中，要求输入电容器、晶体管和变压器应该被此靠近。在次级回路中，要求二极管与变压器和输出电容被此贴近。图4是一个初级回路布线的示意。
在印刷板布局上，减小回路面积的方法：一种简单的方法是在载流导线旁边上布一条地线，这条地线应尽量靠近载流导线。这样就形成了较小的回路面积，这有利于减小差模辐射和对外界干扰的敏感度。
如果是双层线路板，可以在线路板的另一面，紧靠近载流导线的下面，沿着载流导线布一条地线，地线尽量宽些。这样形成的回路面积等于线路板的厚度乘以载流导线的长度。而平行紧靠的正负载流导体所产生的外部磁场是趋于相互抵消的。
另一种有效的布局方案是将正负载流导体布在同一面上，彼此靠近，而印刷板的反面仅作为“地”（或另一恒定电位面），使“地”板感应的镜象电流与相对的磁场趋于抵消。
一个更好的办法是采用多层印刷线路板，这时接地层直接布在电源层的上面，由于层间距离达到最最接近的程度，对辐射的抑制可以有最好的效果，当然这也是以成本为代价的。
图5则是印刷线路板的布局和布线。
4.4、通过采用缓冲吸收来降低开关频率中的高次谐波成分
开关电源初级和次级的环路电流I及工作频率f涉及基本电路的设计，一经设计定型，不能轻易改变。
然而开关电源的工作频率f仅仅是基波频率，从目前的设计水平来看，通常是50kHz至200kHz，或更高一点，即使这样，就电磁骚扰发射角度来看，实际上处在一个很低的频段之内，尚不可能形成高频的电磁辐射。标准规定的射频辐射的测量频段为30MHz以上，能够达到这一频率范围的只可能是开关频率的谐波分量。
图6是用来说明开关电源开关波形中谐波分量的辐射发射能量分析图。
图中可以看出，谐波分量的大小与开关的梯形波上升沿时间tr有关，tr越小，谐波分量的能量越大。上升沿时间tr决定频谱的拐点，为了减小辐射发射，最重要的是要尽量降低开关频率或增大梯形波的上升沿时间tr 。就开关电源来说，着重处理初级逆变电路和次级高频整流滤波电路的波形。
4.4.1、对初级高频高压逆变回路的处理
对于开关晶体管因驱动高频变压器原边所感应出来的高压尖峰和辐射骚扰应当采用缓冲和箝位的方法予以克服。图7是几种可能的方案。
应该说缓冲和箝位有着截然不同的使用目的，使用不妥将对开关电源中的半导体器件的可靠性产生有害影响。
缓冲吸收电路（主要由电阻、电容和二极管电路组成）被用来减少尖峰电压的幅度和减少电压波形的变化率，这对于半导体器件使用的安全性是有好处的。与此同时，缓冲吸收电路还降低了射频辐射的频谱成分，有益于降低射频辐射的能量。与TVS管的箝位方案相比，缓冲吸收电路具有较低的成本和较高的开关电源效率，但要求精心设计、精心调试。
⑴ 部分缓冲电路（图7右侧缓冲电路）的分析
① 电容缓冲吸收电路
这是比RC和RCD缓冲电路更加简单、更加基本的缓冲电路，直接将电容跨接在开关晶体管漏源之间。导通时，电容通过开关晶体管放电到零；当开关管截止时，电源经由开关变压器初级向电容器充电，电容两端的电压“缓慢”上升，抑制了开关管上的电压变化和尖峰电压的形成。只是开关管导通时电容要被短路，电容直接经过开关管放电到零，会在开关管中产生很大的尖峰电流，使开关晶体管的导通损耗大大增加。电容越大，对开关管上的尖峰电压的抑制作用越好，但是在开关管导通时的电流尖峰和导通损耗也越大。所以实际使用时，对电容缓冲电路的限制较多，电容的值只能用得较小，使用效果一般。
② RC阻容缓冲吸收电路
为了克服电容缓冲吸收电路的缺点，可采用RC阻容缓冲吸收电路来代替单个电容。由于电阻R的参入，使得在开关晶体管断开时的缓冲作用比电容为差。但在开关管导通瞬间由于R的存在，限制了开关管导通时的电流峰值。R值不同，对缓中吸收的效果也不同。R越大，缓冲吸收越差。实用中R的阻值都取得比较小。这种缓冲吸收电路在双极晶体管和MOSFET的过电压保护中用得非常广泛。
③ RCD缓冲吸收电路
RCD缓冲吸收电路与RC阻容缓冲吸收电路的不同在于在电阻R的两端并联了一个二极管。这一改进使得开关晶体管在截止瞬间电源经由二极管向电容C充电，由于二极管顺向导通的压降很小，所以对开关晶体管关断时的过电压缓冲吸收效果与单个电容相当。而当开关晶体管导通时，二极管的单向导电作用使得入电容的放电只能经过串联电阻R进行，其作用与RC阻容缓冲吸收电路相当。在RCD缓冲吸收电路设计时，要保证当开关晶体管断开时，电容C要充电到电源电压值；而当开关管导通时电容上的电荷要经过电阻R完全放光。因此，在每一个开关周期中，电容上储存的能量要全部消耗在电阻R上，故这种缓冲吸收电路要消耗的能量比较大，但效果比前两种缓冲吸收电路要好。由于这种电路的能量损耗正比于开关电源的开关频率，对于在频率很高的开关电源上较少采用。
⑵ 箝位电路的分析
箝位电路（图6中采用的是半导体瞬变电压吸收二极管与高速、高反压二极管的串联电路来担任）仅被用来减少尖峰电压的幅度，而对于dv/dt的瞬变没有任何改善作用。因此，箝位电路对于减少因瞬变造成的辐射骚扰几乎无用。箝位电路主要用来防止半导体器件和电容器有被击穿的危险。实用中，综合箝位电路的保护作用和开关电源的效率要求，TVS管的击穿电压一般选择在初级绕组感应电压的1.5倍左右为适宜。
另外，与RC或RCD缓冲电路相比，TVS管箝位电路使用的元件数量最少，所占印刷电路板的面积也比较小。
无论是缓冲吸收或者是箝位电路，在安装布局时要靠近主开关管和高频变压器，并且要缩短包括器件引线在内的所有配线。
缓冲和箝位电路对于开关波形的作用见图8所示。
4.4.2、对次级整流回路的处理
对于次级回路中作整流的高速二极管的反向恢复现象，在晶体管截止瞬间出现电流的陡变，因其有着很高的di/dt值，而产生的辐射能量。
为了控制这种辐射：
①可以在变压器输出引线到整流二极管的馈线中使用磁珠。
②在高速二极管的两端跨接低损耗陶瓷电容（或聚酯薄膜电容器）与电阻串联而成的缓冲电路。其中电容的典型值为330pF～4700pF，或更大（如10000pF）；电阻为0Ω～27Ω。电阻所消耗的功率PR可作如下估算：
PR＝CS(VS)2f
式中：
CS是并联电容，F；
VS是次级电压，V；
f是开关电源工作的频率，Hz。
上式表明，缓冲电路的电容越大，将来在电阻上的功率损耗也越大，开关电源的效率会变得低些。通常开关电源整流二极管上缓冲电路的参数是采用实物试探法来选择的，应当在开关电源的设计阶段就加以确定。此外，为了取得尽量好的缓冲吸收效果，缓冲电路要尽量靠近整流二极管来安装。
③使用软恢复二极管（在直流输出电压比较低的场合，还可采用肖特基二极管。一方面由于反向恢复时间短，可以不用缓冲电路；另一方面由于顺向压降低，使得开关电源在输出电压比较低的情况下，也能取得比较高的效率）。
4.5、开关电源印刷线路板的设计
前面讲述了开关电源的辐射骚扰的抑制，着重于从印刷线路板的布局和缓冲吸收电路的采用等几个方面来进行叙述。但是就印刷线路板的设计来看，这还是不够的，至少还应当包含地线的噪声、印刷线路的长度、印刷线路之间的耦合等有关问题。所以在结束《开关电源的辐射骚扰抑制问题》这一话题前还想讲一讲开关电源印刷线路板设计方面的事情。
通常开关电源的印刷电路板是开关电源设计的最后一个环节，但是设计不当，就有可能会辐射出过多的电磁骚扰。应该指出，要对开关电源所有的线路都实现最佳布线是不可能的，所以要抓住重点。从电磁骚扰发射的角度考虑，最重要的信号是高电流和电压变化率（di/dt和dv/dt）信号。对开关电源来说是初级的开关调整回路和次级的整流输出回路。这两个回路都包含高幅值的梯形电流，其中的谐波成分很高，其频率远高于开关的基频。因此这两个回路最容易产生电磁干扰，必须在电源中先于其它印制线布线之前布好这两个回路。这两个回路都包含三种主要的元件，分别是滤波电容、开关晶体管或整流二极管、以及电感或变压器。这些器件应彼此相邻地进行放置，开关晶体管和整流二极管的位置应该使它们之间的电流路径尽可能短。最佳设计流程如下：
① 放置变压器
② 设计电源的初级开关电流回路
③ 设计电源的次级整流输出回路
另外，从敏感度的角度出发，针对开关电源来说反馈控制则是最重要的敏感线路（这里包括与这部分电路相关的地线处理，参看本讲座的图5）。
一旦把这些重要信号分离出来，在开关电源的印刷电路板设计时就可以把重点放到这些线路的设计上，其他问题也就容易解决了。
在对开关电源印刷电路布局时要掌握以下原则：
① 首先是印刷电路板的尺寸。尺寸不能过大，否则印刷线条太长，使阻抗增加，而抗干扰的能力下降，成本也增加。尺寸过小则散热不好，且邻近线条间易受干扰。电路板的最佳形状是矩形，长宽比为3︰2或4︰3。并从印刷电路板的两端引进线和出线（一端是进线，另一端是出线。进线和出线不能靠得太近）。
② 由于线路的长度反映出印制线响应的波长，长度越长，印制线能发送和接收电磁波的频率就越低，也就能辐射或接受出更多的射频能量。另外，从减少环路电阻和减小公共路径的相互干扰出发，根据通过电流的大小，尽量加大印刷线布线的宽度。
因此在布局和布线时要以功能电路核心元件为中心，围绕它来进行布局。元器件应均匀、整齐、紧凑地排列在印刷电路板上。尽量减少和缩短各元器件之间的引线和连接，缓冲电路要尽量靠近被保护的器件，尽可能地减小关键环路的面积，以抑制开关电源的辐射骚扰。
③ 开关电源的印刷电路布局时，要按照电路的流程安排各个功能电路单元的位置，使布局便于信号流通，并使信号尽可能保持一致的方向。还要考虑元器件之间的分布参数。一般应尽可能使元器件平行排列。这样，不但美观，而且装焊容易，便于批量生产。
5、开关电源的电磁兼容性处理实例
经实验室测试，某款开关电源的辐射骚扰超过标准限值在20dB左右，采用实验室里容易实现的措施进行如下改进：
●在所有整流二极管两端并470pF电容；
●在开关管控制极的输入端并联50pF电容，与原有的39Ω电阻形成一个RC低通滤波器；
●在各输出滤波电容（电解电容）上并联一个0.01μF电容；
●在整流二极管管脚上套一个小磁珠；
●改善屏蔽体的接地。
经过上述改进后，该电源就通过辐射干扰测试的限值要求。
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本文转载自：电源研发精英圈
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